Thực nghiệm điều khiển bộ biến đổi AC/DC 1 pha dạng cascade 5 bậc

Nội dung text: Thực nghiệm điều khiển bộ biến đổi AC/DC 1 pha dạng cascade 5 bậc

1. Hội nghị toàn quốc lần thứ 2 về Điều khiển và Tự động hóa – VCCA-2013 THỰC NGHIỆM ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI AC/DC 1 PHA DẠNG CASCADE 5 BẬC Phan Tấn Phước1, Nguyễn Văn Nhờ2 1Trường Đại học Sư phạm kỹ thuật Tp.HCM 2Trường ĐH Bách Khoa TP.HCM Emails: phuoctp14101978@gmai.com, nvnho@hcmut.edu.vn Tóm tắt Ký hiệu Đơn Bài báo này thực hiện kỹ thuật điều chế độ Ký hiệu Ý nghĩa rộng xung để điều khiển bộ chuyển đổi vị AC/DC 1 pha dạng cascade 5 bậc. Kỹ thuật điện áp nguồn, điện áp trên v , v , v , tụ C , C , cuộn cảm L, điện điều chế PWM sử dụng được hỗ trợ bởi phần s C1 C2 V 1 2 vab, vL, vo áp ngõ vào cầu công suất mềm MATLAB nhằm kiểm tra các trạng thái và ngõ ra tải hoạt động, được thực hiện đối với tải R. Với điện trở cuộn cảm L, điện R, R , R Ω cấu trúc cascade 5 bậc này sẽ làm cho hệ số 1 2 trở tải 1 và tải 2 công suất gần bằng một, chất lượng dòng L H cuộn cảm L dòng điện nguồn, dòng điện nguồn được cải thiện, điện áp trên mỗi is, iL1,L2, iC1,C2, A điện qua tải R1, R2, tụ C1, linh kiện giảm, tăng công suất cho mạch. iL C2 và cuộn cảm L Việc cân bằng điện áp trên 2 tụ DC khi tải Các T , T (n n nm thể hiện trạng thái của và m = không cân cũng được đưa vào nghiên cứu. IGBT Giải thuật điều khiển được thực nghiệm bằng 1,2,3,4) nm việc sử dụng kít DSP TMS320F28335 với kỹ * giá trị đặt, giá trị cần thuật lập trình nhúng từ phần mềm MATLAB kết hợp chương trình CCS 3.0 Chữ viết tắt PWM Pulse Width Modulation biên dịch và nạp cho vi xử lý. PFC Power-Factor Correction Từ khóa: AC/DC Alternating Current/ Direct Current Điều khiển số, kỹ thuật nhúng, bộ chuyển IGBT Insulated-Gate Bipolar Transistor đổi đa bậc, hệ số công suất bằng một. PLL Phase-Locked Loop ADC Analog-to-Digital Converter Abstract This article presents PWM method to control 1. Giới thiệu Các bộ chỉnh lưu thông thường sử dụng diode, single phase AC/DC Power supply (5 level thyristor thì đơn giản nhưng khuyết điểm chính của cascade structure). PWM method used in this các bộ chuyển đổi chuyển mạch tự nhiên này là hệ số article is supported by MATLAB software to công suất thấp và phát ra các sóng hài [1]. Các sóng check the operating states, was tested with hài có ảnh hưởng xấu lên hoạt động của hệ thống điện resistance load. Using 5 level cascade makes vì vậy cần phải quan tâm đến việc phát điện và điều khiển chúng. Để làm giảm các sóng hài ở dòng điện the power factor reaches the unit, the output ngõ vào người ta dùng các kết nối đa xung dựa trên current quality is improved, element voltages các biến áp có nhiều cuộn dây, thêm vào đó là dùng is lower and the power of system is larger. các bộ lọc nguồn thụ động hay tích cực nhằm làm The balance the voltages of DC capacitors giảm sóng hài vào lưới điện. Bên cạnh đó, dựa trên when the loads unbalance was mentioned in các khái niệm về khử sóng hài được gọi là điều chỉnh hệ số công suất. Ở các bộ biến đổi này, điều khiển các this thesis. The control algorithm was chuyển mạch công suất giống như các IGBT được implemented using DSP TMS320F28335 chứa trong mạch công suất của mạch chỉnh lưu để with embedded code generator technique thay đổi tích cực dạng sóng của dòng điện ngõ vào, from MATLAB, compile to C language by làm giảm độ méo dạng của sóng, làm giảm các sóng CCS 3.0. hài do đó cải thiện được hệ số công suất. Tuy nhiên có một số ứng dụng mà ở đó luồng năng lượng có thể bị Keywords: đảo ngược trong quá trình hoạt động. Trong các ứng DSP control, embeded system, five-level dụng này, bộ chuyển đổi năng lượng theo một hướng cascaded PWM rectifier, unit power factor. phải có khả năng nhận năng lượng hồi về nguồn cấp VCCA-2013 Trang 1
2. Hội nghị toàn quốc lần thứ 2 về Điều khiển và Tự động hóa – VCCA-2013 và được biết như sự khôi phục nguồn. Để điều khiển 2. Nguyên lý hoạt động và mô hình các chuyển mạch công suất và làm giảm độ méo dạng toán học dòng điện ngõ vào, cải thiện hệ số công suất người ta Trên mỗi nhánh có hai trạng thái chuyển mạch và sử dụng các chiến lược điều chế độ rộng xung (PWM) được định nghĩa như sau: đa bậc đã được đề xuất ở [2], [3] cho các ứng dụng Nếu T = 1, thì T = 1 và T = 0 hoặc công suất cao hoặc các ứng dụng điện áp cao cũng 1 11 21 T1 = 0, thì T11 = 0 và T21 = 1 như bù công suất phản kháng. Các bộ chỉnh lưu đa Nếu T = 1, thì T = 1 và T = 0 hoặc bậc đã được nghiên cứu để đạt được hệ số công suất 2 31 41 T2 = 0, thì T31 = 0 và T41 = 1 (2.9) (PFC) ngõ vào cao, giảm sóng hài dòng điện và làm Nếu T = 1, thì T = 1 và T = 0 hoặc cho độ nhấp nhô điện áp trên chất bán dẫn công suất 3 12 22 T3 = 0, thì T12 = 0 và T22 = 1 thấp để giải quyết các ứng dụng điện áp cao [4], [5], Nếu T = 1, thì T = 1 và T = 0 hoặc [6]. Các bộ chỉnh lưu 3 bậc một pha tạo ra các mẫu 4 32 42 T4 = 0, thì T32 = 0 và T42 = 1 điện áp 3 bậc ở phía AC của bộ chỉnh lưu. Sự nhấp Vậy tổng trạng thái chuyển mạch của bộ chỉnh lưu là nhô điện áp của các chuyển mạch công suất trong bộ 24 và được thể hiển trong bảng trạng thái. chuyển đổi 3 bậc chỉ là một nửa của điện áp kết nối Bảng trạng thái chuyển mạch DC thay vì toàn bộ điện áp kết nối DC như trong bộ chuyển đổi hai bậc thông thường. Tuy nhiên, chiến lược điều khiển càng trở nên phức tạp và vấn đề cân bằng điện áp giữa các tụ kết nối DC là khó khăn hơn khi số bậc điện áp càng nhiều. Bộ chuyển đổi kẹp Diode PWM 3 bậc dựa trên nghiên cứu cho ứng dụng đẩy kéo đường sắt là chính [7]. Các kỹ thuật điều chế cho bộ chỉnh lưu đa bậc một pha được trình bày trong [2], [3], [4], [7], [8], [9]. Ngày nay, chỉnh lưu đa bậc dạng cascade đã được nghiên cứu và sử dụng rộng rãi vì có cấu trúc dạng mođun, cấu tạo đơn giản, . . . và đặc biệt là vấn đề cân bằng điện áp tụ điện dễ dàng hơn so với các dạng NPC, các chiến lược điều khiển như đã trình bày trong [8]-[14]. Trong bài báo này tác giả xây dựng mô hình phần cứng chỉnh lưu cascasde 5 bậc. Nguyên lý giải thuật điều rộng xung được tham khảo trong [8], [13]. Tác giả thực hiện điều khiển bằng card DSP TMS320F28335 của hãng Texas Instruments [15] kết hợp phần mềm MATLAB và Simulink; toàn bộ giải thuật được xây dựng và thực hiện bằng kỹ thuật nhúng trong MATLAB để điều khiển bộ biến đổi đạt hệ số công suất bằng 1. Thực hiện bộ chỉnh lưu này với những ưu điểm như: . Có sự trao đổi năng lượng hai chiều giữa tải và nguồn điện. Giả định rằng điện áp trên hai tụ được cân bằng v0 = . Hệ số công suất có thể đạt đến bằng một. vC1 = vC2. Có 3 trạng thái chuyển mạch dư thừa ở mức . Dạng sóng dòng điện nguồn is có dạng sin. điện áp vab = v0 và vab = -v0 tương ứng, và 5 trạng thái . Giảm sóng hài bậc cao đi vào lưới điện để cải dư thừa ở mức điện áp vab = 0. Các trạng thái dư thừa thiện chất lượng điện năng. này có thể được thực hiện để bù điện áp trên tụ để cân io1 iL1 bằng điện áp trên hai 2 tụ DC. Trong đó một vài trạng R L T11 T31 + thái có cùng đặc tính bù chẳng hạn như (T1,T2,T3,T4) iC1 = (1,0,0,0) và (1,0,1,1) được sử dụng để nạp cho tụ C1 a R1 và tạo ra điện áp vab = v0. Qua đó, bộ chỉnh lưu hoạt is C1 VC1 + T21 T41 động theo 7 trạng thái chuyển mạch trong 5 chế độ - vs 0 với 5 mức điện áp (2v0, v0, 0, -v0, -2v0) như hình 2 để io2 iL2 đạt được hệ số công suất cao, méo dạng dòng điện T12 T32 + thấp, điện áp trên hai tụ được cân bằng [7], [9]. iC2 Từ các trạng thái chuyển mạch trên ta có phương trình R2 b chuyển mạch trạng thái: C2 VC2 T22 T42 P T T - 1 1 2 (1) P T T H. 1 Cấu trúc của bộ chỉnh lưu 2 3 4 Các chế độ hoạt động trên có thể được mô tả bằng các phương trình vi sai, bằng cách áp dụng định luật kiếcshop. Cấu trúc bộ chỉnh lưu đa bậc trên có thể VCCA-2013 Trang 2
3. Hội nghị toàn quốc lần thứ 2 về Điều khiển và Tự động hóa – VCCA-2013 được mô hình hóa trong các điều kiện của các phương đặt i* và cùng pha với điện áp nguồn vs. Một điều trình cơ bản ở phía AC và DC. Theo các trạng thái kiện cần thiết cho chiến lược điều khiển nói trên để chuyển mạch của chuyển mạch công suất trong mỗi tạo ra một mẫu điện áp PWM ở phía AC là điện áp phần tử cầu H, các phương trình tham chiếu của bộ trên 2 tụ (vC1, vC2) phải lớn hơn một nữa giá trị điện chỉnh lưu có thể được trình bày: áp đỉnh của nguồn và nhỏ hơn giá trị điện áp đỉnh của di v Ri v nguồn (v /2 < v < v với giả định v = v = v ). s s s ab (2) sp o sp C1 C2 o dt L L L Trạng thái chuyển mạch thích hợp có thể được chọn để tạo ra mức điện áp vab tương ứng nếu điện áp tức dvC1 P1is vC1 (3) thời của nguồn, các điện áp trên tụ (vC1, vC2) và sự sai dt C1 R1C1 lệch mong muốn của dòng điện nguồn is đã được cho. dv P i v C2 2 s C2 (4) Bằng cách điều khiển mức điện áp của vab, dòng điện dt C2 R 2C2 nguồn is sẽ bám theo đại lượng điều khiển dòng điện nguồn is với độ dốc dòng điện (vs – vab)/L nếu điện áp Với vab P 1 v C1 P 2 v C2 (5) rơi trên R là không đáng kể. Sự lựa chọn chế độ hoạt Phương trình động của bộ chỉnh lưu có thể được trình động thích hợp dựa trên sự phân tích mỗi trạng thái bày như sau chuyển mạch và được ghi nhận trong bảng trạng thái (6) x f(x) G(x)P chuyển mạch. Hai vùng hoạt động của điện áp nguồn (7) y h(x) vs (0 < |vs| < vo và vo < |vs| < 2vo) theo phần dương và Với: âm được xem xét để tạo một mẫu điện áp 3 bậc ở v Ri dạng sóng điện áp vab như trên hình 2. s s is L P ; ; 1 x vC1 vC1 P f(x) P R C 2 vC2 1 1 v C2 R 2C2 v - C1 vC2 i L L s H. 2 Mẫu điện áp ngõ vào phần công suất ; is h(x) v v G(x) 0 C1 C2 Mức điện áp 0 và vo (hoặc –vo) được tạo ra ở phía AC vC1 vC1 vC2 is của bộ chỉnh lưu trong vùng 1 khi điện áp nguồn vs là 0 dương (hoặc âm), điện áp mức v (hoặc –v ) và 2v vC2 o o o (hoặc -2vo) được tạo ra trong vùng 2 nếu điện áp nguồn vs là dương (hoặc âm). Trong vùng 1, điện áp 3. Chiến lược lược điều khiển trên mỗi tụ lớn hơn giá trị tuyệt đối của điện áp nguồn 3.1 Chiến lược điều khiển theo kỹ thuật điều vs. Hoạt động của chế độ 2 và 3 được sử dụng khi chế dòng điện đặt điện áp nguồn vs là dương để tạo mức điện áp vo và 0 Sơ đồ khối chiến lược điều khiển bộ chỉnh lưu tương ứng, chế độ 3 và 4 được thực hiện để tạo mức được thể hiện như hình 3. Khối tín hiệu điện nguồn điện áp 0 và –vo tương ứng khi điện áp nguồn vs là được sử dụng để xác định bán kỳ dương hay âm của âm. Để đảm bảo rằng dòng điện nguồn is bám theo nguồn. Một bộ điều khiển dòng điện được thực hiện dòng điện đặt i* như mong muốn, mức điện áp vo (chế dò dòng điện nguồn is bám theo dòng điện đặt i*. độ 2) để làm giảm dòng điện nguồn is và mức điện áp Khối vòng khóa pha PLL giữ cho dòng điện đặt i* 0 (chế độ 3) được thực hiện để làm tăng dòng điện cùng pha với điện áp nguồn vs. Bộ so sánh điện áp tụ nguồn is khi điện áp nguồn vs là dương và điện áp được sử dụng để làm giảm độ sai lệch điện áp giữa 2 nguồn vs nhỏ hơn vo trong vùng 1. Ở chế độ 2, dòng tụ ở phía DC. Bộ dò tìm vùng làm việc được thực điện nguồn is nạp cho tụ C1 (hoặc C2) nếu hàm chuyển hiện để tạo ra một mẫu điện áp đa mức ở phía AC của mạch (T1,T2,T3,T4) = (1,0,0,0) (hoặc (0,0,1,0)). Có 2 bộ chỉnh lưu. Bộ điều khiển điện áp được sử dụng là trạng thái chuyển mạch trong chế độ 2 được thực hiện khâu hiệu chỉnh PI để hiệu chỉnh điện áp phía DC để cân bằng điện áp trên 2 tụ DC. Khi điện áp nguồn theo điện áp tham chiếu mong muốn. Chiến lược điều vs âm, mức điện áp 0 (chế độ 3) để làm giảm dòng khiển làm sóng hài dòng điện của nguồn điện được điện nguồn is và mức điện áp -vo (chế độ 4) được thực giảm đi theo tiêu chuẩn của ủy ban kỹ thuật điện quốc hiện để làm tăng dòng điện nguồn is. Trong chế độ 4 tế (IEC)1000-3-2. Hệ số công suất đầu vào gần bằng này, dòng điện nguồn is nạp cho tụ C1 (hoạc C2) nếu một và vấn đề cân bằng điện áp giữa hai tụ được cải hàm chuyển mạch (T1,T2,T3,T4) = (0,1,0,0) (hoặc thiện. (0,0,0,1)) và có 2 trạng thái chuyển mạch ở chế độ 4 Trong chiến lược điều chế này, các mẫu điện áp PWM này để thực hiện cân bằng điện áp trên 2 tụ DC. Trong được tạo ra ở phía điện áp vab nhằm giảm độ nhấp nhô vùng hoạt động thứ 2 (vo < |vs| < 2vo), điện áp vab dv/dt, giảm điện áp trên các chuyển mạch công suất. được chuyển qua lại giữa vo và 2vo trong nữa chu kỳ Để giảm sóng hài dòng điện theo chuẩn IEC 1000-3- dương của điện áp nguồn vs bởi việc chọn chế độ hoạt 2, dòng điện nguồn is được điều khiển theo dòng điện động 1 và 2 tương ứng. Chế độ hoạt động thứ 2 được VCCA-2013 Trang 3
4. Hội nghị toàn quốc lần thứ 2 về Điều khiển và Tự động hóa – VCCA-2013 T1T2T3T4 thực hiện để tạo ra điện áp vab = vo, làm tăng dòng >h (0010) is vC2 điện nguồn is và nạp cho tụ C1 (hoặc C2) nếu 1 i*-is (1010) is vC1 vC2 (T1,T2,T3,T4) = (1,0,0,0) (hoặc (0,0,1,0)). Chế độ hoạt =vC2 >h 1 (1000) is vC1 dòng điện nguồn is và nạp cho cả 2 tụ C1 và C2 trong 0 i*-is vùng hoạt động này. Trong nữa chu kỳ âm của điện áp min(vC1,vC2) nguồn v , điện áp v được chuyển đổi giữa –v và - s ab o >h (0000) is 2vo bằng cách chọn chế độ 4 và chế độ 5 tương ứng. 0 i*-is Hoạt động ở chế độ 5 được sử dụng để tăng dòng điện 1 (0010) is vC2 =vC2 >h thực hiện để giảm dòng điện nguồn is và nạp cho tụ C1 (0000) is 0 i*-is hoặc C2 dựa vào hàm chuyển mạch (T1,T2,T3,T4) = =0 >h khiển PWM như đã nêu, bốn tín hiệu điều khiển d1, (0101) is vC1 vC2 i*-is 1 d2, d3, d4 được thực hiện và được định nghĩa như sau: (0001) is vC2 = 0; hoặc C1 C2 1 s 0 v >=v >h (0101) s C1 C2 T1T2T3T4 = 0 nếu vs h; hoặc i*-is 1010 2 s min(vC1,vC2) 1000 0010 >h Nếu h > i* - is > -h thì d2 vẫn giữ nguyên trạng thái (0001) is vC2 0000 i*-is trước đó. 0 1 (0000) is = vC2; hoặc vC1>=vC2 >h 0101 = 0 nếu vC1 min(vC1,vC2); hoặc (a) <-h (0000) is (b) = 0 nếu |vs| <= min(vC1,vC2) H. 4 Chiến lược điều khiển vs 3.2 Chiến lược điều khiển theo kỹ thuật điều PLL vs Tín hiệu điện d1 T1 chế sóng mang sin(wt) nguồn Bộ điều khiển I* i* T Qua sự phân tích cấu trúc bộ chỉnh lưu và để có được 1 + Bộ điều khiển d2 Các 1 điện áp T2 Kích - T bộ điều khiển này ta dựa vào 2 vòng lặp ―một vòng - dòng điện hàm 4 lái các 1 is lặp dòng điện và một vòng lặp điện áp‖ và một bộ cân chuyển IGBT - C1 + v + Bộ so sánh d3 mạch T3 bằng điện áp giữa 2 tụ như sau: vC2 - điện áp tụ A. Vòng lặp dòng điện: Bộ điều khiển dòng 2vo vC1 + vC2 T4 điện tỷ lệ đã được thiết kế dựa trên phương trình (2). Bộ dò tìm d4 Với v v v ta có: |vs| vùng làm việc l s ab H.3 Sơ đồ khối của bộ điều khiển di v Ri L s (8) l s dt Tín hiệu d1 cho biết điện áp nguồn là dương (d1 = 1) Chuyển đổi phương trình (8) sang miền laplace: hoặc là âm (d1 = 0). Tín hiệu d2 là ngõ ra của bộ điều I (s) 1 s (9) khiển dòng điện. Các chế độ hoạt động thích hợp V (s) R Ls được thực hiện để bám theo lượng điều khiền dòng l Chiến lược điều khiển được mô tả như hình 5: điện nguồn is trong một dãy đặt trước theo tín hiệu d2. Tín hiệu d3 được thực hiện để so sánh điện áp giữa 2 Is(s) Is*(s) Bộ điều khiển Vl(s) 1 tụ DC cho cân bằng. Để tạo ra mẫu PWM đa bậc ở + - dòng điện R+L.s điện áp vab, tín hiệu d4 được thực hiện để đưa ra các vùng hoạt động của điện áp nguồn v . Nếu 4 tín hiệu s này được cho, chế độ hoạt động phù hợp được chọn H. 5 Sơ đồ khối vòng lặp dòng điện để tạo ra mức điện áp thích hợp và bám theo lượng điều khiển dòng điện nguồn is, điện áp trên tụ cũng B. Vòng lặp điện áp: Tổng điện áp vC1 và vC2 được bù thích hợp. Thuật toán điều khiển PWM đa được điều khiển dựa trên phương trình (3) và (4). Lấy bậc này có thể đạt được dựa trên sự phối hợp nhịp tổng 2 phương trình này và chỉ xét thành phần DC của nhàng giữa 4 tín hiệu như biểu diễn trong hình 4. P1.i s và P2.i s ta được: P i P i dv dv 1max smax 2max smax C C1 C C2 i i (10) 2 1 dt 2 dt L1 L2 v Với C1 ; vC2 và xét cho cùng thì dòng điện iL1 iL2 R1 R 2 tải i L1 và i L2 như các dòng nhiểu, với C1 = C2 = C VCCA-2013 Trang 4
5. Hội nghị toàn quốc lần thứ 2 về Điều khiển và Tự động hóa – VCCA-2013 thì phương trình (10) có thể được trình bày trong miền laplace như: V (s) V (s) P1 P2 C1 C2 max max (11) (2.38) Ismax (s) 2.C.s Chiến lược điều khiển được mô tả như hình 6: C1 C2 V *(s)+V *(s) Bộ điều khiển Ismax(s) P1max+P2max VC1(s)+VC2(s) + điện áp - 2.C.s VC1+VC2 H. 6 Sơ đồ khối vòng lặp điện áp Theo phương trình 5 và áp dụng định luật kiếcshop H. 8 Mô hình lập trình nhúng của hình 7 cho cấu trúc mạch chỉnh lưu ta có được giá trị của: P1max+P2max : V V .P V .P ab 0 1max 0 2max (12) 22 Vs R s .I max ω.L.I max V PP ab 1max 2max V 0 (13) H. 9 Khối giao tiếp Matlab-DSP TMS320F28335 và chọn 22 V R .I ω.L.I thông số Board type: F28335 eZdsp; Processor: F28335; s s max max VV Tần số xung CPU: 150 MHZ. 00 Khi có được (P1max+P2max) đưa qua bộ cân bằng điện áp giữa 2 tụ. Tùy vào giá trị áp trên trên mỗi tụ mà xuất xung điều khiển để cân bằng điện áp trên 2 tụ. Từ các phân tích trên ta có bộ điều khiển cho khối công suất như hình 7. 2vo Bộ điều + khiển - điện áp vC1+vC2 I* Bộ điều i* T + khiển - Cân P 1 vab 1 - T is dòng + 1/v0 bằng W - 4 sin(wt) 1 điện tụ M PLL vs vC1 vC2 vC H. 10 Cửa sổ ADC của F28335 H. 7 Sơ đồ khối của bộ điều khiển Ở đây chọn 4 kênh ADC trong phần kênh B tương 4. Kết quả thực nghiệm ứng với xử lý 4 tín hiệu đo được từ 4 cảm biến đưa Từ mô hình mô phỏng trên simulink của phầm mềm vào. matlab, để nhúng được chương trình này xuống DSP TMS320F28335, ta phải loại tất cả các thành phần vật lý có trong mô hình mô phỏng, rời rạc các thành phần còn lại của mô hình. Các tín hiệu đo được từ ngõ ra xi của các cảm biến trước khi đưa vào DSP TMS320F28335 thì phải số hóa bởi bộ chuyển đổi ADC. DSP TMS320F28335 nhận các tín hiệu, xử lý và xuất tín hiệu xung ra mạch lái điều khiển các IGBT. H. 11 Sơ đồ tổng quan khối xuất xung Khối này phân tín hiệu nhận vào thành 4 tín hiệu để so sánh với một sóng mang chuẩn dạng tam giác trong ePWM của DSP tạo ra các xung kích và thông qua các GPIO xuất xung ra mạch lái. VCCA-2013 Trang 5
6. Hội nghị toàn quốc lần thứ 2 về Điều khiển và Tự động hóa – VCCA-2013 H. 12 Cửa sổ xuất xung ePWM H. 15 Dạng sóng điện áp nguồn vs và điện áp dạng bậc vab ở ngõ vào phần công suất Các thông số Model: ePWM1 xuất xung ra GPIO0 và GPIO1; Timer period: giá trị cài đặt tham số so sánh xác định như sau: Timerperiod = 150MHz/(2*tần số sóng mang); Counting mode: Up-down; Tỉ số chia xung clock =1; CMPA (CMPB) on CAU (CAD) chọn Clear (Set) để xác định xung xuất ra GPIO. 4.1 Theo kỹ thuật điều chế dòng điện đặt Nguồn điện xoay chiều: 110Vrms – 50Hz Điện áp ngõ ra: 2 X 120Vdc Cuộn kháng L ở ngõ vào: 0.5 Ω – 8mH; Điện trở tải H. 16 Dạng phổ của dòng điện nguồn is R: 2 X 120 Ω và Tụ lọc C: 2 X 5600µF Thông số Kp và Ki của PI của bộ điều khiển điện áp: Để kiểm tra sự cân bằng tụ của bộ chỉnh lưu ta thực 0.31 và 4.5 hiện mô hình với các thông số như trên nhưng điện trở Các thông số trên được cài đặt vào mô hình lập trình tải được thay đổi theo thông số: R1=120; R2 = 240 nhúng và nhúng xuống DSP TMS320F28335, Các tín và sau khi thực hiện, điện áp đo được từ ngõ ra cảm biến hiệu từ các cảm biến nhận được sau khi đã xử lý được trên 2 tụ C như hình 17 đưa vào DSP TMS320F28335 để tạo xung điều khiển bộ chỉnh lưu hoạt động theo yêu cầu và kết quả đo được như hình 13 đến hình 16. H. 17 Dạng sóng điện áp trên 2 tụ DC khi tải không cân đo được sau cảm biến. H. 13 Dạng sóng điện áp trên một tụ DC 4.2 Theo kỹ thuật điều chế sóng mang Nguồn điện xoay chiều: 60Vrms – 50Hz Điện áp ngõ ra: 2 X 70Vdc Cuộn kháng L ở ngõ vào: 0.5 Ω – 8mH; Điện trở tải R: 2 X 120 Ω; Tụ lọc C: 2 X 5600µF; Thông số Kp, Ki của PI của bộ điều khiển điện áp: 0.26, 4.67 và thông số Kp của bộ điều khiển dòng điện là 121. Cũng tương tự như kỹ thuật điều chế dòng điện đặt, các thông số trên được cài đặt vào mô hình lập trình nhúng (hình 8) và nhúng xuống DSP TMS320F28335 để DSP này xử lý các tín hiệu nhận được từ các cảm biến, tạo ra tín hiệu điều khiển và điều khiển bộ chỉnh H. 14 Dạng sóng điện áp nguồn vs và dòng điện nguồn i đo được sau cảm biến lưu hoạt động theo yêu cầu. Kết quả sau khi thực s nghiệm đo được như các hình 18 đến hình 21. VCCA-2013 Trang 6
7. Hội nghị toàn quốc lần thứ 2 về Điều khiển và Tự động hóa – VCCA-2013 H.18 Dạng sóng điện áp trên một tụ DC H. 22 Dạng sóng điện áp trên 2 tụ DC khi tải không cân đo được sau cảm biến Tất cả các kết quả trên được thực hiện trên mô hình phần cứng ở hình 19. H. 19 Dạng sóng điện áp nguồn vs và dòng điện nguồn is đo được sau cảm biến H. 19 Tổng quan cấu trúc thực nghiệm của chuyển đổi AC/DC 1 pha 5. KẾT LUẬN Theo bài báo về bộ chuyển đổi AC/DC 5 bậc được thực hiện theo phương pháp nhúng theo tác giả nhận thấy rằng: điện áp đặt trên mỗi phần tử công suất thấp hơn so với bộ chuyển đổi 2 bậc, cuộn cảm của bộ lọc (L=8mH) có giá trị nhỏ hơn cuộn cảm bộ chuyển đổi 2 bậc (L=10mH), tổng sóng hài (THD) của hai H. 20 Dạng sóng điện áp nguồn vs và điện áp dạng bậc vab ở ngõ vào phần công suất phương pháp điều khiển điều nhỏ hơn hoặc bằng 3.8%, nhỏ hơn so với bộ chuyển đổi 2 bậc (THD=4.8%) [16] cũng như bộ chuyển đổi thông thường và hệ số công suất gần bằng một. Trong lập trình nhúng ở đây có ưu điểm là nhanh gọn và đơn giản nhưng khó kiểm soát tín hiệu qua từng khâu, khối của bộ điều khiển khi nhúng vào Card DSP TMS320F28335. Tài liệu tham khảo [1] José R. Rodríguez, Juan W. Dixon, José R. Espinoza, Jorge Pontt, Pablo Lezana, “PWM Regenerative Rectifiers: State of the Art”, IEEE H. 21 Dạng phổ của dòng điện nguồn is Transactions on industrial electronic, Vol. 52, No. 1 February 2005, pp.5-22. Và kiểm tra sự cân bằng tụ của bộ chỉnh lưu thực [2] F. Z. Peng, J. S. Lai, J.W. Mckeever, and J. hiện theo phương pháp này, ta cũng thực hiện mô Vancoevering, ―A multilevel voltage-source hình 8 với các thông số như trên nhưng điện trở tải inverter with separate dc sources for static VAR được thay đổi theo thông số: R1=120; R2 = 240. generation‖ IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 32, Kết quả thực hiện được thể hiện trên hình 22. pp. 1130–1137, 1996. [3] F. Z. Peng, J.W. Mckeever, and D. J. Adams, ―A power line conditioner using cascade multilevel VCCA-2013 Trang 7
8. Hội nghị toàn quốc lần thứ 2 về Điều khiển và Tự động hóa – VCCA-2013 inverters for distribution systems‖ in Proc. Ind. Range of Cascaded H-bridge Based Multilevel Applicat. Soc. Annu. Conf., 1997, pp. 1316– Rectifier Under Unbalanced Load Conditions‖, 1321. 2010 IEEE International Conference on Power [4] Bor-Ren Lin and Zong-Liang Hung, ―A Single- and Energy (PECon2010), Nov 29-Dec 1, 2010, phase Bidirectional Rectifier With Power Factor Kuala Lumpur, Malaysia, pp.780-785. corection‖ IEEE Catalogue No. 01 CH37239, [15] ©2001 IEEE, pp:601-604. [5] Zhang Zhi, Xie Yun-xiang, Le Jiang-yuan, Chen pdf Lin, ―Lyapunov-Based Control for Single-Phase [16] Dimitrios Karagiannis, Eduardo Mendes, Three-Level NPC AC/DC Voltage-Source Alessandro Astolfi, and Romeo Ortega, “An Converters‖. Experimental Comparison of Several PWM [6] Bor-Ren Lin, Member, Yi-Lang Hou, and Controllers for a Single-Phase AC-DC Huann-Keng Chiang, ―Implementation of a Converter‖ IEEE Transactions on control Three-Level Rectifier for Power Factor systems technology, Vol. 11, No.6, November Correction‖, IEEE Transactions on power 2003, pp.940-947. electronics, Vol. 15, No. 5, September 2000, pp.891-900. [7] J. Shen and N. Butterworth, ―Analysis and design of a three-level PWM converter system for railway-traction applications‖ Proc. Inst. Elect. Eng.—Electric Power Applicat, vol. 144, No. 5, pp. 357–371, 1997. [8] Bor-Ren Lin, Hsin-Hung Lu, Shuh-Chuan Tsay, Phan Tấn Phước sinh năm 1978. ―Control Technique for High Power Factor Anh nhận bằng Kỹ sư Điện – Điện tử của trường Đại Multilevel Rectifier‖, IEEE Transactions on aerospace and electronic systems, Vol. 37, No. 1 học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí Minh năm January 2001, pp.226-241. 2002. Từ năm 2002 đến năm 2011 làm cán bộ quản lý [9] Bor-Ren Lin, Der-Jan Chen and Hui-Ru Tsay, ―Bi-dirctional AC/DC converter based on Phòng Đào tạo tại Trường Trung cấp Kinh tế kỹ thuật neutral point clamped‖ ISIE 2001, Pusan, Cà Mau. Từ năm 2011 đến nay theo học Cao học KOREA 2001 IEEE, pp:619-624. [10] S. Vazquez; J.I. Leon; J.M. Carrasco; L.G. ngành Kỹ thuật điện tử tại Trường Đại học Sư phạm Franquelo; E. Galvan; J.A. Sanchez; E. kỹ thuật Thành phố Hồ Chí Minh. Domínguez Avda, ―Controller Design for a Single-Phase Two-Cell Multilevel Cascade H- Bridge Converter‖, 2008 IEEE, pp.2342-2347. [12] Elena Villanueva, Pablo Correa, Jose Rodriguez, ―Control of a single phase H-Bridge multilevel inverter for grid-connected PV applications‖, 2008 13th International Power Electronics and Motion Control Conference (EPE-PEMC 2008), Nguyễn Văn Nhờ sinh năm 1964. ©2008 IEEE, pp.451-455. [13] Antonio Dell’Aquila, Marco Liserre, Vito Anh nhận bằng Thạc sĩ, Tiến sĩ ngành Kỹ thuật điện Giuseppe Monopoli, and Paola Rotondo, vào năm 1988 và 1991 tại Trường Đại học Tây ―Overview of PI-Based Solutions for the Control of DC Buses of a Single-Phase H-Bridge Bohemia, nước cộng hòa Séc. Từ năm 1992 đến nay Multilevel Active Rectifier‖, IEEE Transactions là giảng viên Trường Đại học Bách khoa Thành phố on industry applications, Vol. 44, No. 3, May/June 2008, pp.857-866. Hồ Chí Minh. [14] Mohammad Ali Rezaei, Shahrokh Farhangi and Hossein Iman-Eini, ―Extending the Operating VCCA-2013 Trang 8
9. BÀI BÁO KHOA HỌC THỰC HIỆN CÔNG BỐ THEO QUY CHẾ ĐÀO TẠO THẠC SỸ Bài báo khoa học của học viên có xác nhận và đề xuất cho đăng của Giảng viên hướng dẫn Bản tiếng Việt ©, TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT TP. HỒ CHÍ MINH và TÁC GIẢ Bản quyền tác phẩm đã được bảo hộ bởi Luật xuất bản và Luật Sở hữu trí tuệ Việt Nam. Nghiêm cấm mọi hình thức xuất bản, sao chụp, phát tán nội dung khi chưa có sự đồng ý của tác giả và Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP. Hồ Chí Minh. ĐỂ CÓ BÀI BÁO KHOA HỌC TỐT, CẦN CHUNG TAY BẢO VỆ TÁC QUYỀN! Thực hiện theo MTCL & KHTHMTCL Năm học 2016-2017 của Thư viện Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp. Hồ Chí Minh.