Thiết kế bộ lọc tích cực ba pha ba dây cho việc giảm sóng hài dòng điện và bù công suất phản kháng cho tải phi tuyến bằng hệ biến tần đa bậc điều khiển một trạng thái

Nội dung text: Thiết kế bộ lọc tích cực ba pha ba dây cho việc giảm sóng hài dòng điện và bù công suất phản kháng cho tải phi tuyến bằng hệ biến tần đa bậc điều khiển một trạng thái

1. THIẾT KẾ BỘ LỌC TÍCH CỰC BA PHA BA DÂY CHO VIỆC GIẢM SÓNG HÀI DÕNG ĐIỆN VÀ BÙ CÔNG SUẤT PHẢN KHÁNG CHO TẢI PHI TUYẾN BẰNG HỆ BIẾN TẦN ĐA BẬC ĐIỀU KHIỂN MỘT TRẠNG THÁI AN ACTIVE POWER FILTER THREE PHASE THREE WIRE DESIGN FOR THE REDUCTION OF CURRENT HARMONIC AND THE COMPENSATION OF REACTIVE POWER FOR NON-LINEAR BY THE CARRIER BASE SINGLE STATE PWM TECHNIQUE IN MULTILEVEL INVETERS Nguyễn Lê Bảo Lân, PGS.TS. Nguyễn Văn Nhờ PTN Hệ thống năng lượng, Trường Đại học Bách khoa Tp.HCM e-Mail: nvnho@hcmut.edu.vn Tóm tắt vector yêu cầu bằng trật tự chuỗi trạng thái của 3 Bài báo này trình bày nghiên cứu mạch lọc tích vector đỉnh gần nhất trong chu kỳ lấy mẫu. Phương cực 3 pha 3 dây bằng hệ biến tần đa bậc điều khiển 1 pháp này cho phép đạt kết quả vector áp trung bình trạng thái. Mô hình toán của mạch lọc tích cực được chính xác. Bài báo này trình bày một giải pháp gần xây dựng dựa trên “Lý thuyết công suất tức thời” [1]. đúng là điều khiển PWM sử dụng 1 vector trong chu Kỹ thuật điều chế PWM 1 trạng thái đã được áp dụng kỳ lấy mẫu, do đó giảm công suất đóng ngắt trong chu cho bộ nghịch lưu áp đa bậc nhằm làm giảm tổn hao kỳ lấy mẫu. Điều này rất có lợi cho ứng dụng công đóng ngắt trong các ứng dụng công suất cao. Kết quả suất lớn. Giải pháp có tính chính xác chấp nhận được nghiên cứu đã được mô phỏng và kiểm chứng bằng khi số bậc cao [2]. phần mềm Matlab/Simulink đã cho thấy rằng bộ lọc làm việc tốt trong trường hợp nguồn mất cân bằng với 2. Kỹ thuật PWM 1 trạng thái tải phi tuyến. 2.1 Cấu trúc bộ nghịch lưu áp NPC đa bậc Bộ nghịch lưu áp NPC 11 bậc 3 nhánh gồm có Abstract 10 x 3 = 30 cặp IGBT, 9 x 3 = 27 cặp Diode, 10 tụ This paper presents a research on the active power điện DC. Các cặp IGBT trên cùng 1 pha sẽ được đóng filter three phase three wire with the carrier base ngắt theo qui tắt kích đối nghịch. single state PWM technique in multilevel inverters. Mathematical model of the active power filter has been built based on “instantaneous power theory”. The carrier base single-state PWM technique has been applied for NPC multilevel voltage source inverter to reduce switching losses in high power applications. Research results have been simulated using the Matlab/Simulink software which reveals that the active power filter works well in cases of unbalanced AC sources and non-linear loads. 1. Giới thiệu Ngày nay, các ứng dụng rộng rãi của bộ biến đổi công suất và biến tần trong công nghiệp đã gây nên một vấn đề nghiêm trọng là nhiễu điện. Các tải phi tuyến lớn sẽ gây ra hệ số công suất thấp, giảm hiệu quả của hệ thống điện dẫn đến sự biến dạng điện áp, làm tăng tổn thất trên đường dây truyền tải và phân phối điện năng. Các bộ lọc tích cực đã được phát triển để giải quyết các vấn đề này [10]–[14]. Cho đến nay các bộ lọc tích cực công suất lớn dùng kỹ thuật PWM kinh điển cho nghịch lưu áp thực hiện Hình 1: Bộ nghịch lưu NPC 11 bậc 3 nhánh - 1 -
2. 1 푖 휀 ≥ 휀 2.2 Nguyên lý PWM 1 trạng thái 푆 = 푖 (10) Giả sử mỗi tụ điện DC có điện áp là hằng số và 3 0 푒푙푠푒 bằng 1 (Vc = 1 V). Áp nghịch lưu tham chiếu giữa Trạng thái chuyển mạch trong bộ nghịch lưu đa bậc các ngõ ra (A, B, C) bao gồm thành phần áp cơ bản 푆 1, 푆 2 , 푆 3 , 푆 4 , được xác định như sau: vx12 ,,, x= a b c và áp common mode tham chiếu 푆 푗 = 퐿 + 푠 푗 (11) Kỹ thuật điều chế vector không gian truyền thống v0ref [2]: thực hiện dựa trên chuỗi trạng thái của 3 vector đỉnh v=+ v v . (1) xref x12 0r ef gần nhất trong chu kỳ lấy mẫu tương ứng với các thời Điện áp thành phần cơ bản 3 pha có thể được mô gian chuyển trạng thái ( KKK14,, 2 3 ) được mô tả như tả như sau: sau: 푣 = 푣 . cos 휃 12 푒 푣 = 퐾 . 푆 + 퐾 . 푆 + 퐾 . 푆 + 퐾 . 푆 (12) 푣 = 푣 . cos(휃 − 2 3) 푒 1 1 2 2 3 3 4 4 12 푒 Trong đó: 푣 12 = 푣 푒 . cos(휃 − 4 3) (2) 퐾1 = 1 − 휀 ; 퐾2 = 휀 − 휀 푖 ; Trong đó v và q là độ lớn và góc pha của vector ref 퐾3 = 휀 푖 − 휀 푖푛 ; 퐾4 = 휀 푖푛 áp tham chiếu. 퐾14 = 1 − 휀 + 휀 푖푛 Max và Min là giá trị lớn nhất và nhỏ nhất của áp 퐾1 + 퐾2 + 퐾3 + 퐾4 = 1 (13) 3 pha được tính như sau: Đối với phương pháp điều chế sóng mang dựa trên Max= Max(,,) v v v PWM một vector, tìm một vector sao cho điện áp lỗi abc12 12 12 (3) Min= Min(,,) v v v là nhỏ nhất: abc12 12 12 푣 = 푆 표 푒 = 푣 − 푆 → 푖푛 (14) Hàm v được giới hạn bởi v và v được tính 푒 푗 푒 푗 offs et 0Max 0Min Để thực hiện kỹ thuật PWM 1 trạng thái thì phải như sau: tìm vector tham chiếu với thời gian chuyển trạng thái v=( n - 1) - Max lớn nhất: 0Max (4) K== K Max( K , K , K ). (15) v0Min =- Min j Max 14 2 3 L và H lần lượt là mức áp DC thấp và cao gần ()x ()x nhất với áp nghịch lưu tham chiếu vxref (Hình 2) được mô tả như sau: 푛( ) 푖 0 ≤ 푣 푒 < 푛 − 1 퐿 = (5) (5) 푛 − 1 푖 푣 푒 = (푛 − 1) trong đó n()x là phần nguyên của vxref n()x== Int( v xref ); x a , b , c . (6) Các thành phần của vector 퐿 = 퐿 , 퐿 , 퐿 biểu thị 3 mức thấp hơn của điện áp 3 pha trong chuỗi Hình 2: Sơ đồ thời gian chuyển mạch trạng thái đóng ngắt. Trạng thái chuyển mạch tức thời được xác định Nguyên lý của phương pháp PWM một trạng thái bằng việc so sánh giữa sóng mang tam giác và tín hiệu điều chế 휀 với x = a, b, c: K1, K2, K3, K4 휀 = 푣 − 퐿 ; 0 ≤ 휀 ≤ 1; (7) 푒 Vref Conventional SVPWM Single State PWM Vref = S(Kmax) Hoặc 휀 = 푣 푒 − 퐿 Vref = K1S1 + K2S2 + K3S3 + K4S4 S1, S2, S3, S4 Kmax = (K2, K3, K14) Trạng thái chuyển mạch được xác định như sau: 푠 = 0,0,0 1 Hình 3: Nguyên lý điều khiển PWM một trạng thái 푠 2 = 푠2 , 푆2 , 푆2 (8) Bảng lựa chọn vector tham chiếu 푣 푒 hợp lý. 푠 3 = 푆3 , 푆3 , 푆3 푠 4 = 1,1,1 (8) Các giá trị max, mid, min của tín hiệu điều chế 휀 , x = a, b, c xác định như sau: 휀 = (휀 , 휀 , 휀 ) 휀 푖 = 푖 (휀 , 휀 , 휀 ) (9) 휀 푖푛 = 푖푛(휀 , 휀 , 휀 ) (9) Các thành phần của vector 푆 2, 푆 3 được trình bày: 1 푖 휀 ≥ 휀 푆 = 2 0 푒푙푠푒 Bảng 1: Lựa chọn 푣 푒 sao cho sai số là nhỏ nhất - 2 -
3. Lưu đồ giải thuật điều khiển PWM một trạng thái Bắt đầu Nhập Va, Kmax (K14, K2, K3) Vb, Vc Hình 5: Luồng công suất tối ưu của mạch lọc tích cực Lx = int(Vx) Các điện áp và dòng điện tải được chuyển trục tọa Kmax = K2 Đ Vrx = S2x độ theo biểu thức chuyển đổi Clarke: 1 1 1 − − va Ex = Vx – Lx vα 2 2 2 = vb (19) (x = a, b, c) vβ 3 3 3 S 0 − v 2 2 c 1 1 1 − − ia Emax = max(Ea, Eb, Ec) iα 2 2 2 = ib (20) Emid = mid(Ea, Eb, Ec) Kmax = K2 Đ Vrx = S3x i 3 3 3 β 0 − Emin = min(Ea, Eb, Ec) 2 2 ic Công suất tải được xác định bằng biểu thức: S 푣훼 푣훽 푖 = 훼 (21) K1 = 1 – Emax 푞 푣훽 −푣훼 푖훽 K2 = Emax – Emid Dòng điện yêu cầu của mạch lọc trong hệ trục tọa độ K2 + 2K3 + 3K4 = Emax) s2x = 1 Vrx = S4x abc được chuyển đổi bằng biểu thức Clarke ngược: Else S2x = 0; ∗ 1 0 If (Ex >= Emid) s3x = 1 푖 1 3 ∗ Else s3x = 0; ∗ 2 − 푖 훼 Lựa chọn khóa 푖 = . 2 2 . ∗ (23) s4 = 1. 3 푖 ∗ 1 3 훽 푖 − − 2 2 Sjx = Lx + sjx Từ (19) – (23), xây dựng được sơ đồ tính toán dòng (x = a, b,c) (j = 1, 2, 3, 4) Kết thúc điện yêu cầu của mạch lọc tích cực và được trình bày như hình sau. Hình 4: Lưu đồ giải thuật điều khiển 1 trạng thái 3. Nguyên lý điều khiển mạch lọc tích cực Nguyên lý điều khiển mạch lọc tích cực được dựa trên “Lý thuyết công suất tức thời” của Agaki [1]. Công suất tác dụng pL và công suất phản kháng qL của tải 3 pha 3 dây được phân tích thành: + 퐿 = 퐿 퐿 (16) 푞퐿 푞 퐿 +푞 퐿 Hình 6: Mô hình tính toán dòng yêu cầu của mạch lọc * * * Trong đó: p L : Thành phần trung bình của công Các dòng điện yêu cầu iCa , iCb , iCc (Iref-abc) và các suất tác dụng, 퐿: Thành phần dao động của công suất dòng điện hồi tiếp của mạch lọc tích cực (iF-abc) được tác dụng của tải đưa vào khâu hiệu chỉnh PI tạo ra điện áp điều khiển q ,푞 : Thành phần trung bình và dao động của yêu cầu vđk-abc. Áp điều khiển này được đưa vào bộ L 퐿 công suất phản kháng tải. điều chế sóng mang dựa trên kỹ thuật PWM điều khiển 1 trạng thái để tạo xung kích cho bộ nghịch lưu 퐹 , 푞 퐹 Công suất tác dụng, công suất phản kháng của tải yêu cầu và được cung cấp bởi mạch lọc như NPC 11 bậc. sau: − + 퐹 = 퐿 푙표푠푠 (17) 푞 퐹 −푞퐿 Thành phần công suất trung bình của tải p L và thành phần công suất trung bình 푙 표푠푠 được cung cấp bởi nguồn 푆표 푒 = 퐿 + 푙 표푠푠 (18) (25) Còn mạch lọc sẽ cung cấp thành phần dao động của công suất tải 퐿 , thành phần q. (2 6) Hình 7: Khối tạo áp điều khiển vdk - 3 -
4. 4. Kết quả mô phỏng Mô hình mô phỏng Hình 15 được xây dựng bằng phần mềm Matlab/Simulink và các thông số mô phỏng được trình bày ở Bảng 2. Vrmsa = 220 V. Nguồn AC không cân Vrms = 242 V. b Hình 11: Hệ số công suất của tải và nguồn bằng. Vrms = 200 V. c Trước khi mạch lọc tác động công suất của nguồn f = 50 Hz và tải dao động lớn, sau khi mạch lọc tác động công Tải 3 pha RL R = 20 ; L = 2 mH suất nguồn bằng 1. Cuộn kháng tải Lf_load = 5 mH Cuộn kháng mạch lọc Lf_APF = 10 mH Thời điểm mạch lọc t = 0,08 s tác động Tần số sóng tam giác fsw = 1080 Hz Bảng 2: Thông số mô phỏng Điện áp nguồn 3 pha không cân bằng Hình 12: THD của dòng điện nguồn Trước khi mạch lọc tác động, THD của nguồn có giá trị lớn, sau khi mạch lọc tác động THD của nguồn có giá trị giảm đáng kể và nhỏ hơn 0,05. Phân tích FFT, trước khi mạch lọc tác động THD của dòng điện nguồn pha a là 20,16% (hình 13), sau Hình 8: Điện áp 3 pha nguồn khi mạch lọc tác động THD của dòng điện nguồn giảm đáng kể là 2,81% (hình 14). Hình 9: Dòng điện 3 pha nguồn Trước khi mạch lọc tác động, dòng điện 3 pha Hình 13: THD của dòng điện nguồn pha a nguồn mất cân bằng và méo dạng nhưng sau khi mạch trước khi mạch lọc tác động lọc tác động thì dòng điện trở nên sin. Hình 10: Công suất tác dụng và công suất phản Hình 14: THD của dòng điện nguồn pha a sau kháng của nguồn khi mạch lọc tác động. Trước khi mạch lọc tác động công suất tác dụng và Bảng so sánh THD pha a, b, c của dòng điện công suất phản kháng dao động lớn, sau khi mạch lọc nguồn: tác động thì công suất tác dụng của nguồn ít dao Trước khi Sau khi mạch IEEE động, công suất phản kháng dao động nhỏ xung Pha mạch lọc tác lọc tác động 519 quanh giá trị 0. động a 20,16 % 2,81 % b 20,74 % 2,85 % 5 % c 20,84 % 2,96 % Bảng 3: THD dòng điện nguồn - 4 -
5. Hình 15: Sơ đồ khối mạch lọc tích cực ba pha ba dây với tải phi tuyến dùng hệ biến tần đa bậc điều khiển một trạng thái 5. Kết luận Inverters, IEE Proceedings Electric Power Bài báo đã trình bày những kết quả mô phỏng của mô Applications, Jan. 2006, Vol.153, No.1, hình mạch lọc tích cực 3 pha 3 dây bằng hệ biến tần pp.149-158. NPC 11 bậc điều khiển một trạng thái. Kết quả cho [9] H.B.Zhang* S.J.Finney A.M.Massoud thấy giải thuật điều khiển đúng đắn của kỹ thuật J.E.Fletcher B.W.Williams, Operation of a PWM 1 trạng thái và mô hình mạch lọc tích cực. Với Three Level NPC Active Power Filter With những kết quả đạt được thì hoàn toàn có thể áp dụng Unbalaced and None Linear Loads bộ nghịch lưu áp đa bậc điều khiển 1 trạng thái vào [10] Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Kim Ánh, Thiết Kế mạch lọc tích cực song song nhằm làm giảm tổn hao Bộ Lọc Tích Cực Cho Việc Giảm Hài Dòng đóng ngắt đối với các ứng dụng công suất lớn. Điện và Bù Công Suất Phản Kháng Cho Nguồn Lò Nấu Thép Cảm Ứng. [11] Alfredo, N.-S.; Gerado, M.-A.: Four-Branches- Tài liệu tham khảo Inverter-Based-Active-Filter for Unbalanced 3- [1] Hirofumi Akagi H., Wantanabe H. E., Aredes Phase 4-Wires Electrical Distribution Systems. M., Instantaneous Power Theory And IEEE 2000, pp. 2503 – 2508. Applications To Power Conditioning, IEEE [12] Chen, C.-C.; Hsu, Y.-Y.: A Novel Approach to Press 2007, 379 trang. the Design of a Shunt Active Filter for an [2] Nguyen Van Nho, Quach Thanh Hai and Lee H. Unbalanced Three-Phase Four-Wire System H., Carrier Based Single-State PWM Technique under Nonsinusoidal Conditions. IEEE for Minimizing Vector Errors in Multilevel Transactions on power delivery, Vol. 15, No. 4, Inverters,Journal of Power Electronics, Vol. 10, October 2000, pp. 1258 – 1264. No. 4, July 2010, pp. 357 – 364. [13] Chiang, H.-K.; Lin, B.-R.; Yang, K.-T.; Wu, K.- [3] Emílio F. Couto, Jlio S. Martins, João L. Afonso, W.: Hybrid Active Power Filter for power Simulation Results of a Shunt Active Power quality Compensation. IEEE 2005, pp. 949 – Filter with Control Based on p-q Theory. 954. [4] Jidong Wang, Simulation Of Three-phase Three- [14] Lamich, M.; Balcells, J.; Gonzalez, D.; Gago, J.: wire Shunt Active Power Filter. New Structure for Three-Phase, Four-Wires [5] Experiments And Operation Characterstics of 3- Shunt Active Filter. IEEE 2007, pp 1 – 7. phase 3-wire Active Power Filter, Shanghai Jiaotong Unvercity. [6] Alfredo Nava-Segura, Gerado Mino-Aguilar, Four-Branches-Inverter-Based-Active-Filter for Unbalanced 3-Phase 4-Wires Electrical Distribution Systems, IEEE 2000, pp. 2503 – 2508. [7] Nguyen Van Nho and Lee H. H., Carrier PWM algorithm for multi-leg multi-level inverters, in Proc. EPE, pp. 1 – 10, Sep. 2007. [8] Nguyen Van Nho and Youn J. M., Comprehensive Study On SVPWM and Carrier Based PWM Correlation In Multilevel - 5 -
6. BÀI BÁO KHOA HỌC THỰC HIỆN CÔNG BỐ THEO QUY CHẾ ĐÀO TẠO THẠC SỸ Bài báo khoa học của học viên có xác nhận và đề xuất cho đăng của Giảng viên hướng dẫn Bản tiếng Việt ©, TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT TP. HỒ CHÍ MINH và TÁC GIẢ Bản quyền tác phẩm đã được bảo hộ bởi Luật xuất bản và Luật Sở hữu trí tuệ Việt Nam. Nghiêm cấm mọi hình thức xuất bản, sao chụp, phát tán nội dung khi chưa có sự đồng ý của tác giả và Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP. Hồ Chí Minh. ĐỂ CÓ BÀI BÁO KHOA HỌC TỐT, CẦN CHUNG TAY BẢO VỆ TÁC QUYỀN! Thực hiện theo MTCL & KHTHMTCL Năm học 2016-2017 của Thư viện Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp. Hồ Chí Minh.