Nghiên cứu các phƣơng pháp tiết kiệm điện năng trong hệ truyền động động cơ KĐB 3 pha

Nội dung text: Nghiên cứu các phƣơng pháp tiết kiệm điện năng trong hệ truyền động động cơ KĐB 3 pha

1. NGHIÊN CỨU CÁC PHƢƠNG PHÁP TIẾT KIỆM ĐIỆN NĂNG TRONG HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐỘNG CƠ KĐB 3 PHA Lê Minh Phương – Đại Học Bách Khoa TP.HCM Nguyễn Thanh Tuấn – Cao Đẳng Nghề Tiền Giang Tóm tắt Bài báo trình bài ứng dụng giải thuật điều khiển trực tuyến tối ưu hóa hiệu suất đông cơ cảm ứng đơn giản và hiệu quả trên nền tảng DSP thông qua mô hình điều khiển dựa trên vectơ từ thông rôto (FOC). Theo phương pháp điều khiển truyền thống động cơ cảm ứng, từ thông của động cơ được giữ không đổi và bằng đinh mức ngay cả khi non tải, vì vậy hiệu suất sẽ thấp. Để nâng cao hiệu suất của động cơ, việc quan trọng là điều chỉnh từ thông động cơ theo tải. Trong bài báo này có trình bày kỹ thuật giảm thiểu tổn thất điện năng (trong cuộn dây và trong lõi sắt) của động cơ cảm ứng dựa trên xác định giá trị từ thông tối ưu. Mô hình toán của hệ được mô tả trong hệ quy chiếu dq với dòng điện từ hóa tham chiếu. Giải thuật trình bày trong bài báo đảm bảo đáp ứng động nhanh. Mô hình điều khiển vectơ vòng kín với giải thuật điều khiển giảm tổn hao trực tuyến (LMC) được thực hiện thành công dựa trên kỹ thuật xử lý số tín hiệu DSP TMS320LF2812 cho động cơ cảm ứng công suất định mức 1HP. Sự đồng nhất giữa kết quả mô phỏng bằng Matlab/Simulink và các kê1t quả thực nghiệm xác nhận tính đúng đắn và tính hữu dụng của giải thuật đề xuất. Giải thuật điều khiển LMC so với giải thuật FOC truyền thống cho phép giảm tổn hao từ 5 đến 67,2% với các tải khác. Abstract This paper presents a DSP based implementation of simple and very useful control algorithm for the read-time efficiency optimization of the indirect vector-controlled induction motor driver.Conventional fieid- oriented induction motor drivers operate at rated flux even at low load. To improve the efficiency of the existing induction motor, it is important to regulate the magnetization flux of the motor in the desired operating range. This paper presents techniques for an optimum flux level for the efficiency optimization of the vector-controlled induction motor drive. An induction motor (IM) model in d-q coordinates is referenced to the rotor magnetizing current. Thus the decomposition into d-q com ponents in the steady-state motor model can be utilized in deriving the motor loss model. The algorithm offers a fast convergence. The complete closed loop vector control of the proposed LMC-based IM drive is successfully implemented in real-time using digital signal processor DSP TMS320LF2812 for 1 HP motor induction motor . The close agreement between the simulation by Matlab/Simulink and the experimental results confirms the validity and usefulness of the proposed techniques. The proposed LMC in a comparison with conventional FOC can reduce total losses from 5% to 67,2% for all load ranges. 1. GIỚI THIỆU nghiệp đang trên đà phát triển mạnh cũng Tiết kiệm năng lượng nói chung và tiết kiệm như thực trạng thiếu nguồn phát. điện năng nói riêng đang là mối quan tâm Động cơ không đồng bộ chiếm tỷ trọng rất đặc biệt của xã hội, đặc biệt trong bối cảnh lớn trong công nghiệp (75%-80%), trong đó hiện nay của Việt Nam khi mà nền công phần lớn động cơ công suất từ 0.75-75 kW 1
2. là đa phần. Các động cơ này thường không được trang bị thiết bị điều khiển nên rất lãng phí điện năng. Việc áp dụng các phương pháp điều khiển tiết kiệm điện năng cho các động cơ không đồng bộ là rất cấp thiết và có thể đem lại nguồn lợi lớn về mặt kinh tế. 2. PHƢƠNG PHÁP TIẾP CẬN dy u R i sq wy 2.1 Phương pháp điều khiển định hướng từ thông sq s sq0 e ds dt (2.2) rotor Field Orientated Control (FOC). dy Phương pháp điều khiển FOC được mô tả tương rd 0 Rir rd (w0 e w e ) y rq tự như điều khiển động cơ DC kích từ độc lập dt (2.3) với việc điều khiển tách biệt dòng điện phần ứng dy rq và phần kích từ. Trong động cơ không đồng bộ 0 Rir rq (w0 e w e ) y rd dt (2.4) ta sử dụng hai thành phần dòng điện trục d và q. 3 L Trong phương pháp FOC, hai thành phần isd và T pm () iyy i e2 L sq rd sd rq isq được điều khiển tách biệt, thành phần thứ r (2.5) nhất tạo từ thông động cơ, thành phần thứ hai tạo momen động cơ. Trong đó: us u sd ju sq is i sd ji sq ir i rd ji rq ys y sdj y sq yr y rdj y rq Trục từ thông rotor jb d Phase B is Trục rotor ws jq isb w Trong phương pháp FOC, thành phần isd isd sẽ được đ ịnh hướng dọc theo vector từ thông rotor, yr còn thành phần isq có hướng vuông góc với vector qs q trong hệ quy chiếu dq sao cho từ thông rotor nằm isq a isa Phase A hoàn toàn trên trục d (yrd=yr) và như vậy thành phần yrq=0. Và như vậy, việc điều khiển động cơ không đồng bộ (phi tuyến) trở thành điều khiển tuyến tính và độc lập. Phase C Trong phần này tác giả sẽ tirns hành thực hiện các giải thuật dựa trên phương pháp điều khiển gián tiếp từ thông rotor như trong hình 2.1. Trong phương pháp điều khiển gián tiếp thì góc q được tính toán dựa trên Hình 2.1 Phép chuyển trục abc-ab-dq vận tốc trượt wslvà thông tin về vận tốc động cơ w Hình 2.1 cho thấy các vector dòng điện stato Theo sơ đồ ta thấy đặc tính của hệ thống phụ thuộc có thể được tách riêng dọc theo vector từ thông rotor. rất nhiều vào việc xác định chính xác các thông số Mô hình của động không đồng bộ 3 pha theo hệ trục động cơ. quay dq với tốc độ đồng bộ được mô tả dưới đây: dy sd usd R s i sd wy0 e sq dt (2.1) 2
3. dy rq Rr Lm 0 yrq i sq w sl y rd dt Lrr L (2.13) Trong đó wsl w oe w e Do điều khiển định hướng từ trường rotor nên dy rq y rq 00 dt (2.14) Từ (2.12), (2.13), (2.14) ta suy ra Lrdy rd L r dy r yyrd L m i sd r L m i sd Rrr dt R dt (2.15) LLmmRRrr wwsl ii sq sl sq yyrdLL r r r (2.16) Nếu ở trạng thái xác lập yr=const y r Li m sd Hình 2.2 Sơ đồ điều khiển gián tiếp từ thông (2.17) rotor 1 isq w sl Ti Phương trình cho mạch rotor của động cơ r sd (2.18) được viết như sau: Mô men của động cơ nhận được bằng cách thay từ biểu thức (2.11) dy rd 0 Rir rd (w0 e w e ) y rq 33 dt Te p()y rd i rq y rq i rd T e p y rd i rq (2.6) 22 (2.19) dy rq 0 Ri (w w ) y Thay (2.17) vào biểu thức trên dt r rq0 e e rd 3LLL 3 3 2 (2.7) T pm()y i y i T p m y i p m i i e2LLL rd sq rq rd e 2 r sq 2 sd sq Trong đó từ thông rotor được xác định: r r r (2.20) y rd L r i rd L m i sd (2.8) y fM( ), y rq L r i rq L m i sq re (2.9) (2.21) isq f( M e ). Từ phương trình (2.8) và (2.9) ta suy ra Với mục tiêu này, vector dòng điện stator 1 Lm iird y rd sd được mô tả trong hệ trục LLrr iIsd q s cos( ),  (2.10)  , (2.22) iIsq q s sin( ), 1 L  ii y m rq rq sq Trong đó Iss I – biên độ vector dòng LLrr điện stator, q – lệch pha vector dòng điện với vector (2.11) từ thông rotor (góc tải). Thay thế phương trình (2.10), (2.11) vào (2.8), (2.9) 1. Tiêu chí tối thiểu dòng stator khi mô men không đổi dLy rdRr m 0 yrd i sd w sl y rq dt Lrr L (2.12) 3
4.  Ism  min T const e (2.23) 2.3 Các giải thuật điều khiển tối ƣu công suất Tương ứng với yêu cầu mô men có giá trị động cơ không đồng bộ 3 pha không đổi tại dòng điện cho trước trong chế độ làm Hiện này chưa có nhiều giải thuật điều khiển việc xác lập, có thể viết dưới dạng: đảm bảo chế độ tối ưu năng lượng trong điều kiện T thiếu thông tin về thông số và các biến của hệ truyền e 0 (2.24) q() động. Các giải thuật hiện tại đều yêu cầu thông tin về Trong đó mô men điện từ được xác địng từ các thông số phải đầy đủ và không tính toán đến sự phương trình thứ 2 trong hệ phương trình thay đổi của chúng. Tất cả những điều kể trên gây 2 khó khăn trong việc ứng dụng các luật điều khiển tìm 33L m cực trị vào việc điều khiển chế độ xác lập hệ truyền Te py r i rq p i rd i sq 22Lr (2.24) động động cơ xoay chiều. Các phân tích cho thấy với y fi() chi phí nhỏ cho các thiết bị vi điều khiển để thực hiện r sd các giải thuật cho phép nhận được lợi ích kinh tế rất lớn. 2. Tiêu chí tối thiểu tổng tổn hao công Tồn tại hai hƣớng giải quyết vấn đề này: suất trong động cơ: a) Tự động tìm điểm cực trị của hàm mục tiêu  P  min (2.25) tiêu chí về điện năng trong quá trình vận hành, và Te const được đánh giá theo các chỉ số đo lường hiện hữu. Tương ứng với điều kiện cần thiết để đạt cực Phương pháp này có đặc điểm là đáp ứng chậm; trị b)Thực hiện tối ưu hóa các chỉ số xác định từ trước trên cơ sở định dạng trực tiếp các thông  P  0 (2.26) số và tham số của đối tượng điều khiển. q() Trong đề tài này, tác giả nghiên cứu các vấn đề tối ƣu hóa chế độ làm việc xác lập của hệ truyền 2.2 Mô hình điều khiển động cơ bằng phƣơng động động cơ không đồng bộ 3 pha điều khiển pháp LMA+ FOC: theo nguyên lý vector không gian với tiêu chí tối Dựa trên các phân tích trên ta có mô hình điều khiển thiểu dòng điện stator và tổng tổn hao công suất tối ưu động cơ không đồng bộ theo phương pháp trong động cơ. LMA như hình 2.3 Để tổng hợp các thuật toán tối ưu theo nguyên tắc điều khiển vector động cơ không đồng bộ tiêu chí tối ưu cần phải thực hiện là tìm ra sự phụ thuộc của các đại lượng của động cơ vào mô men điện từ. 2.4 GIẢI THUÂT 1 Đây là giải thuật điều khiển tối ưu tổn hao công suất dựa trên nguyên lý cực tiểu dòng điện stator. Như đã phân tích và khảo sát ở trên, điểm cực đại của hiệu suất động cơ rất gần với điểm cực tiểu của dòng điện, nên giải thuật này tập trung vào việc tìm điểm làm việc của động cơ sao cho dòng điện stator là nhỏ nhất mà vẫn đáp ứng được yêu cầu của tải. PHÂN TÍCH Đường cong từ hóa động cơ được thể hiện bởi vùng tuyến tính. Khi đó vùng ngoài khu vực bão hòa, biểu Hình 2.3: Mô hình điều khiển tối ưu động cơ KĐB thức tính mô men điện từ của động cơ, có dạng: bằng giải thuật LMA+FOC. 4
5. 3 L dòng điện truyền thống tương ứng với chế độ điều T pm y i . (2.27) e2 L r sq khiển khi từ thông không đổi. r 2 L iT r Ta viết phương trình trên cho giá trị mô men sd e 3 Lmy rdm (2.32) điện từ xác lập сó tính đến (2.22) với y rLi m sd : yyr rdm 3 L2 Như vậy, để thực hiện (5.11), (5.12) cần phải T pm i2 cos(qq ) sin( ) (2.28) e2 L sm tạo tín hiệu điều khiển tác động theo từ thông rotor và r dòng điện stator tạo momen : Với q q q () w w dt 2LT r sl sl y re, TT (2.33) r3p e threshold Theo điều kiện tìm điểm cực trị của dòng điện stator ta sử dụng điều kiện (2.24) 2LTre isd , T e T threshold TL3 2 3pL2 em pi2(cos(qq ) 2 sin( ) 2 ) 0 m (2.34) (q ) 2 L s r y dm , TT (2.29) e threshold Lm Có thể kết luận, trong phần tăng của đường từ 2LTre hóa giá trị cực tiểu của Is với Te không đổi đạt được isq sin( T e ), T e T threshold 3pL2 khi cosq=sinq như vậy m (2.35) 4LT 2Lr re TTTe, e threshold Is , 2 3pLmy rdm 3pLm  2LTre isd  3pL2 m  (2.30) i isin( T ) sq sd e Biến đổi hệ phương trình cuối theo dạng ta nhận được 2LT y re r 3p (2.31) 2LTre iTsq 2 sin( e ) 3pLm Khi thành phần từ hóa dòng điện stator isd yrdm lớn hơn giá trị isd_ dm , tức là Hình 2.4 Mô hình điều khiển theo giải thuật1 Lm 2.4 GIẢI THUẬT 2: TTe threshold ,(giá trị cực đại) Giải thuật này tập trung vào việc giảm tổng 3p tổn hao công suất trong động cơ: tổn hao trong cuộn Trong đó T y 2 – mô men ngưỡng của threshold2L r dây stator, cuộn dây và trong lõi sắt bằng cách xác r định từ thông tối ưu (thành phần dòng từ hóa tối ưu). động cơ, khi đó thực hiện chuyển về quy luật tạo 5
6. Đặc biệt tập trung vào xác định ảnh hưởng của điện Trong đó trở sắt từ lên tổng tổn hao. Rs Rr: Điện trở pha của cuộn dây stator và rotor; LsLr: PHÂN TÍCH Điện kháng pha của mạch stator và rotor. R’f: Điện Để thuật toán điều khiển theo mô hình tổn trở lõi sắt (quy đổi); Lm : Điện kháng mạch từ hóa;  hao được chính xác, ta xem xét mô hình động cơ có : Hệ số từ tản; np: số đôi cực; we:tốc độ điện của rotor; tính đến các thành phần tổn hao công suất như tổn wr: Tốc độ cơ của động cơ. hao đồng trong stator và rotor, tổn hao do từ tản Trong đó L L RR'2 ()m RR'2 ()m rrL ffL r r L2  R (1m ) LL'  r LL sr sr ' LLmm (1 ) Tổng tổn hao công suất c ủa động cơ bao gồm tổn hao trong cuộn dây Pcu, trong lõi sắt Pfe là có thể tối ưu bằng cách thay đổi từ thông hay dòng điện từ hóa. Nên ta chỉ phân tích các phần này của tổn hao: Hình 2.5 Mạch tương đương của động cơ bao PPPP (2.38) gồm tổn hao trên điện trở sắt từ  cus Fe cur Tổn hao cuộn dây: Để đơn giản trong việc phân tích, ta giả thiết từ thông 2 2 ' 2 Pcu P cus P cur R s() i sd i sq R r i r (2.39) động cơ được xác địnhy r Li m mr . Khi đó mạch Tổn hao trong lõi sắt: tương đương của động cơ được thể hiện như hình '2 dưới đây: PFe R f() i sq i r (2.40) Như vậy: L’s.we.isd Rs isq ir 2 2 ' 2 ' 2 PP cu,, s P iron P cu r Rii s()() sd sq Rii f sq r Ri r r + (2.41) if Từ hình 2.5 và 2.6 có th ể xác đ ịnh được dòng usq R’f R’r điện rotor như sau R' LL''R' L’m.wr.imr i i i i r i wwmm i f i i - r sq f sqRRRRRR'''''' r r sd sq r sd f f f r f r (2.42) Khi đó tổng tổn hao có thể viết như sau Hình 2.6 Sơ đồ tương đương động cơ theo trục-d và trục q L'2 RR'' P ( R m w 2 ) i 2 ( R fr ) i 2 Từ hình 2.6, dòng điện từ hóa và dòng điện qua lõi  s'''' r sd s sq RRRRf r f r sắt có thể được tính (2.43) Trong chế độ xác lập momen của động cơ được xác định 1 3 ' iimr '' sd (2.36) LL Te pL m i mr i sq (2.44) mm 2 1 p('' ) RRfr Suy ra 2Te ' iisq() sd ' (2.45) Lm (2.37) 3pLm i sd if () p jw e' i mr Rf Để tổng tổn hao công suất nhỏ nhất: 6
7. u u ju , i i ji , i i ji và i 0, i i Do const hệ tọa độ định hướng theo vector từ thông s sd sq s sd sq m md mq mq md mr L (2.46) rotor nên i 0 , ii m , vì vậy tổn hao trong rd rqL sq Thay (2.44) và (2.45) isqTe vào (2.46) ta được r cuộn dây rotor theo phương trình L2 PIRIR 32 3m 2 sin 2 ( q ) . (2.51) r r r2 s r ' ' 2 L dP L'2 R R i r loss m 2 f r sq 2(Rs ''''w r ) i sd 2( R s ) Lm disd R f R r R f R r i sd Do hệ số ít phụ thuộc vào vị trí điểm (2.47) Lr Ở trạng thái xác lập imr=isd nên dòng điện từ làm việc trên đường cong từ hóa, nên có thể coi hóa tối ưu để tổn hao là nhỏ nhất được xác không đổi và bằng tỷ số điện cảm định bằng công thức: Lmdm '''' trong chế độ làm việc định mức . RRRRRRs f s r f r L ii (2.48) rdm mr_ opt sq RRRRL' ' '2w 2 s f sDC r Link m r Tổn hao trong thép có thể tính gần đúng theo công thức sau S1 S3 S5 2 3 phase ~ M 2 2 2Lm 2 PRIRm 3 mI m 3 s cos ( q ) 1 sin ( q ) m Lr S4 S6 S2 S1 S6 a b (2.52) s s sc Isq_ref i i i re + w + Vsq Vs a Trong đó Rm – điện trở tác dụng của mạch từ f PI PI Chuyể - - Is _ref Biến sd Phát vector n đổi Imr_opt + + V đổi . hóa sơ đồ thay thế động cơ , còn dòng điện từ hóa Im PI d PI Clark wr - - Park Vs b LMC thuận được xác định theo các phương trình q Pt(5.37 isa ) Imr Tính toán isb IIIm s r wr góc từ isq Pt(5.4 thôngq Biến đổi (2.50) kết hợp (2.51) – (2.52) ta 7 ) isd isa được Chuyể isq n đổi isb 2 Park 22 LLmm thuận PIRRRRR 3( ) ( )2 sin() q  s s m 2 r mL m Lr r Hình 2.7 Mô hình điều khiển theo giải thuật 2 (2.53) 2 2.5 GIẢI THUẬT 3 Rút Is từ phương trình momen điện từ (2.29) Đây là giải thuật điều khiển dựa trên nguyên lý tối và đưa vào (2.53), nhận được hàm tổn hao công suất thiểu tổng tổn hao công suất trong động cơ theo momen điện từ: Do tổn hao cơ khí chỉ phụ thuộc vào tốc độ quay nên không thể tối ưu, các biến tổn hao có thể tối thiểu hóa 2(RRLTLTs m ) r e m e P 3 ( Rs R m ) 2 R m tg (q ) bằng tổng tổn hao trong cuộn dây stator, rotor và tổn pL2 sin(2q ) L pL hao trong lõi thép: m rH m PPPP s r m . (2.49) (2.54) Tổn hao trong cuộn dây stator và rotor được xác định bởi dòng điện chạy trong chúng. Tổn hao Sau khi biến đổi điều kiện cần để đạt cực trị (2.54) trong stator được tính: kết hợp biểu thức cuối cùng ta được 2 PIRs3 s s . (2.50) 7
8. (RRLRRLRLLRRL )2 ( ) 2 2 sin()( 2 q )cos()0 2 2 q opt smrrmm mmr smr opt LrH T e arctg()  y r , TT e threshold p (2.59) Giá trị tối ưu của góc lệch vector dòng điện y , TT trên đoạn tuyến tính của đường từ hóa được xác định rdm e threshold như sau 2L T arctg (q opt ) 2 opt re ()RRL isd , T e T threshold q opt arctg s m r 3pL2 22 m (2.60) (RRLRRLRLLs m ) r ( r m ) m 2 m m r (2.55) y rdm , TTe threshold Và tương ứng Lm opt 2L T arctg (q opt ) Trong đó, góc tải tối ưu q được xác định re từ các biểu thức (2.55). isd 2 3pLm opt 2Lr T e tg (q )sin( T e ) i DC sq 2 (2.56) 3pLm Link S1 S3 S5 Biến đổi hệ phương trình nhận được 3pha ~ M se S4 S6 S2 S1 .S 6 sa sb sc opt Is_r i i i 2Lre T arctg (q ) r . w + q e + Vs Vsa y e P P r 2 - - q Biến Chuyể f f Is_r Phát 3pL I I _o + + I Vs . m P P đổi vector n đổi r - d e- d sb w m pt I I Park V clark opt Pt(5. f r q i a ngượ 2Lr T e tg (q )sin( T e ) Tính 58) I =is si b c isq toán góc wr 3pL2 m d s m is r từ thôngq 2(2.57) q is i a T d Chuyể s Khi thành phần từ hóa dòng điện stator i ise n đổi i b sd q Park s y thuận lớn hơn giá trị i rdm , tức là sd_ dm L m Hình 2.8 Mô hình điều khiển theo giải thuật 3 TT (giá trị ngưỡng). Trong đó e threshold 3p 2 opt – mô men ngưỡng của Tthreshold yq rdm tg() 3.KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 2Lr động cơ, khi đó thực hiện chuyển về quy luật tạo GIẢI THUẬT 1 dòng điện truyền thống tương ứng với chế độ điều 1. Động cơ hoạt động với tải không đổi và tốc khiển khi từ thông không đổi. độ thay đổi yr y rdm ,  2Lr  (2.58) iTsq e. 3pLn my rdm  Như vậy, để thực hiện điều kiện cực trị (2.25), (2.26) cần phải tạo tín hiệu điều khiển tác động theo từ thông rotor và dòng điện stator tạo momen: 8
9. Hình 3.1 Động cơ không tải, tốc độ thay đổi Hình 3.2 Khi động cơ mang Hình 3.3 Khi động cơ mang tải bằng½ định mức tốc độ tải định mức, tốc độ thay đổi thay đổi 2. Động cơ hoạt động với tốc độ không đổi và tải thay đổi 9
10. Hình 3.5 Tải thay đổi (0-1)Mdm, tốc độ 1000v/p Hình 3.4 Tải thay đổi (0-1)Mdm, tốc độ 500v/p 10
11. Hình 3.7 Động cơ không tải, tốc độ thay đổi Hình 3.6 Tải thay đổi (0-1)Mdm, tốc độ 1395v/p GIẢI THUẬT 2 1. Động cơ hoạt động với tải không đổi và tốc độ thay đổi Hình 3.8 Khi động cơ mang Hình 3.9 Khi động cơ mang tải bằng½ định mức tốc độ tải định mức, tốc độ thay đổi thay đổi 11
12. 2. Động cơ hoạt động với tốc độ không đổi và tải thay đổi Hình 3.10 Tải thay đổi (0-1)Mdm, tốc độ500v/p Hình 3.11 Tải thay đổi (0-1)Mdm, tốc độ 1000v/p 12
13. Hình 3.13 Động cơ không tải, tốc độ thay đổi Hình 3.12 Tải thay đổi (0-1)Mdm, tốc độ 1395v/p GIẢI THUẬT 3 1. Động cơ hoạt động với tải không đổi và tốc độ thay đổi Hình 3.14 Khi động cơ mang Hình 3.15 Khi động cơ mang tải bằng½ định mức tốc độ tải định mức, tốc độ thay đổi thay đổi 13
14. 2. Động cơ hoạt động với tốc độ không đổi và tải thay đổi Hình 3.16 Tải thay đổi (0-1)Mdm, tốc độ 500v/p Hình 3.17 Tải thay đổi (0-1)Mdm, tốc độ 1000v/p) 14
15. 3. KẾT LUẬN Bài báo đề xuất các giải thuật điều khiển tối ưu đề xuất kết quả cho thấy động cơ đáp ứng mọi giá trị tốc độ và tải trong vùng định mức. Khi đó, từ thông tối ưu của động cơ đều nhỏ hơn định mức khi tải nhỏ, giá trị tải này phụ thuộc vào từng giải thuật. Khi tải lớn hơn các mức trên định mức từ thông của động cơ của động cơ được điều khiển bằng định mức, khi đó kết quả sẽ tương tự như phương pháp FOC. Khi vận tốc không đổi, hiệu suất của động cơ hầu như không thay đổi với mọi giá trị của tải trong vùng định mức, ngay cả khi tải rất nhỏ thậm chó khi không tải. Đây là ưu điểm vượt trội so với phương pháp FOC Sử dụng các giải thuật điều khiển tối ưu đề xuất, có thể giảm tổn hao đến 10% công suất định mức của động cơ so với phương pháp điều khiển hiện đại FOC. Sử dụng các giải thuật điều khiển tối ưu đề xuất, có thể giảm tổn hao đến 98% so với tổn hao trong phương pháp điều khiển hiện đại FOC. Hình 3.18 Tải thay đổi (0-1)Mdm, tốc độ 1395v/p TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] ChandanChakraborty, Yoichi Hori,“Fast Efficiency Optimization Techniques for the Indirect Vector-Controlled Induction Motor Drives” .IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL. 39, NO. 4, JULY/AUGUST 2003 pp1070-1076. [2] Gan Dong, OlorunfemiOjo, “Efficiency Optimizing Control of Induction Motor Using Natural Variables”.IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL. 53, NO. 6, DECEMBER 2006 pp.1791-1800. [3] Le Minh Phuong, Truong Minh Trieu, Le DinhKhoa “A New Online Efficiency Optimization 15
16. Field Oriented Control For Induction Motors Based induction motor drive,” IEEE Trans. Ind. Electron., On Fuzzy Logic Technique” ISEE 2011 pp478-485. vol. 42, pp. 192–198, Apr. 1995. [4] M. Nasir Uddin, Sang Woo Nam “New [13] Energy Optimal Control of Induction Motor Online Loss-Minimization-Based Control of an Drives, Flemming Abrahamsen Institute of Energy Induction Motor Drive”. IEEE TRANSACTIONS Technology, Aalborg University 2000. ON POWER ELECTRONICS, VOL. 23, NO. 2, [14] Feng-Chieh Lin and Sheng-Ming Yang, MARCH 2008 pp.926-933. Loss-minimization control of vector-controlled [5] S. Yamamura, AC Motors for High- induction Performance Applications. New York: Marcel Dekker, 1986. [6] J. Malinowski, J. McCormick, and K. Dunn, “Advances in construction techniques of AC induction motors: Preparation for super-premium efficiency levels,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 40, no. 6, pp. 1665–1670, Nov./Dec. 2004.Y. Baghzouz and Owen T.Tan, “Optimal Efficiency Speed Control of Induction Motors by Variable Rotor Impedance”, IEEE Transactions on Energy Conversion, vol.4, No.2, June, 1989. [7] T. Heilmann, “Pumper og regulering”, Heilmanns forlag, Højbjerggårdsvej 38, DK-2840 Holte. 1. udg., 1.oplag 1990. ISBN 87-983513-0-3. (Danish). [8] G. K. Kim, I. J. Ha, and M. S. Ko, “Control of induction motors for both high dynamic performance and high power efficiency,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol.39, pp. 323–333, Aug. 1992. [9] [Juan Moreno, Miguel Cipolla, Juan Peracaula, Fuzzy logic based Improvements in Efficiency Optimization of Induction Motor Drives IEEE Trans. Ind. Electron 1997. [10] H. Tomita, S. Zheng, T. Haneyoshi, O. Miyashita, A. Maeda, T. Denki, “Optimal Efficiency Control for Energy Saving of Variable Speed AC Motor”, Proceed. Of EPE’89, Achen 1989, pp. 819- 822. [11] G. C. D. Sousa, B. K. Bose, and J. G. Cleland, “A fuzzy logic based on-line efficiency optimization control of an indirect vector-controlled induction motor drive,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 42, pp. 192–198, Apr. 1995. [12] G. C. D. Sousa, B. K. Bose, and J. G. Cleland, “A fuzzy logic based on-line efficiency optimization control of an indirect vector-controlled 16
17. BÀI BÁO KHOA HỌC THỰC HIỆN CÔNG BỐ THEO QUY CHẾ ĐÀO TẠO THẠC SỸ Bài báo khoa học của học viên có xác nhận và đề xuất cho đăng của Giảng viên hướng dẫn Bản tiếng Việt ©, TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT TP. HỒ CHÍ MINH và TÁC GIẢ Bản quyền tác phẩm đã được bảo hộ bởi Luật xuất bản và Luật Sở hữu trí tuệ Việt Nam. Nghiêm cấm mọi hình thức xuất bản, sao chụp, phát tán nội dung khi chưa có sự đồng ý của tác giả và Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP. Hồ Chí Minh. ĐỂ CÓ BÀI BÁO KHOA HỌC TỐT, CẦN CHUNG TAY BẢO VỆ TÁC QUYỀN! Thực hiện theo MTCL & KHTHMTCL Năm học 2016-2017 của Thư viện Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp. Hồ Chí Minh.