Nghiên cứu bộ chỉnh lưu ba pha Cascade 5 bậc

Nội dung text: Nghiên cứu bộ chỉnh lưu ba pha Cascade 5 bậc

1. NGHIÊN CỨU BỘ CHỈNH LƯU BA PHA CASCADE 5 BẬC Nguyễn Thị Hồng Ánh1, Nguyễn Văn Nhờ2 1Trường Đại học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp. Hồ Chí Minh 2Trường Đại học Bách Khoa Tp. Hồ Chí Minh Emails: ngohoanghong2004@gmail.com, nvnho@hcmut.edu.vn Tóm tắt capacitors when the loads are unbalance was mentioned in this thesis. Bài báo này đề xuất phương pháp điều chế độ rộng xung để điều khiển bộ chuyển đổi Ký hiệu: AC/DC 3 pha dạng Cascade 5 bậc. Kỹ thuật điều chế PWM sử dụng được hỗ trợ bởi phần Ký hiệu Đơn vị Ý nghĩa V Điện áp trên các phần mềm MATLAB thực hiện đối với tải R. Cấu vv,, sC1 tử: nguồn, tụ điện 1, tụ trúc Cascade 5 bậc này sẽ làm cho hệ số công vv, điện 2, cuộn dây ngõ suất trên tải gần bằng một, chất lượng dòng Cl2 vào. điện nguồn được cải thiện, điện áp trên mỗi Ω Điện trở cuộn dây ngõ RRR,,12 linh kiện công suất giảm, tăng công suất cho vào, tải 1, tải 2 mạch. Việc cân bằng điện áp trên 2 tụ DC L H Điện cảm cuộn dây ngõ khi tải không cân cũng được đưa vào nghiên vào i,,, i i i A Dòng điện qua các phần cứu. s L C12 C tử: nguồn, cuộn dây, tụ Từ khóa: điện 1, tụ điện 2 T Trạng thái chuyển mạch ij Bộ chuyển đổi đa bậc, hệ số công suất bằng của các khóa IGBT một, điều chế độ rộng xung. 1. Giới thiệu: Các bộ chỉnh lưu thông thường sử dụng Abstract: Diode, Thyristor có cấu trúc đơn giản nhưng This article presents PWM method to có khuyết điểm là hệ số công suất thấp và sóng hài cao. Các sóng hài có ảnh hưởng xấu control three phases AC/DC power supply (5 đến hoạt động của hệ thống điện vì vậy cần levels cascade sructure). PWM method used in phải quan tâm đến sự xuất hiện của chúng và this article is supported by Matlab software to cần loại bỏ chúng. Để làm giảm các sóng hài check the operating states and tested resistance ở ngõ vào người ta dùng các kết nối đa xung loads. Using 5-level stucture makes the power với các biến áp có nhiều cuộn dây hoặc các factor reaches the unit, the source current bộ lọc nguồn thụ động hay tích cực. quality is improved, element voltages is lower Ngoài ra việc điều chỉnh hệ số công suất cũng làm giảm sóng hài ngõ vào thông qua than others and the power of system is larger. việc điều khiển các chuyển mạch IGBT trong The balance the voltages of output DC mạch công suất dẫn đến cải thiện được hệ số
2. công suất. Tuy nhiên có một số ứng dụng mà 2. Nguyên lý hoạt động và phương trình ở đó luồng năng lượng có thể bị đảo ngược toán học trong quá trình hoạt động. Trong các ứng dụng này, bộ chuyển đổi Cấu trúc của bộ chỉnh lưu ba pha Cascade năng lượng phải có khả năng nhận năng 5 bậc có dạng như hình 1. Nguồn ba pha bốn lượng phản hồi về nguồn cấp gọi là khôi phục dây kết nối với ba mođun công suất, mỗi nguồn. Để làm giảm độ méo dạng dòng điện ngõ vào nhằm làm tăng hệ số công suất ta có modun nối với hai tụ điện và hai điện trở 0 thể sử dụng chiến lược điều chế độ rộng thuần tại ngõ ra. Mỗi pha lệch nhau 120 , vì xung(PWM) đa bậc cho các ứng dụng công vậy ta có thể xét pha A, các pha còn lại thực suất cao hoặc các ứng dụng điện áp cao[13]. hiện tương tự. Ngày nay, chỉnh lưu đa bậc dạng cascade io1 iL1 đã được nghiên cứu và sử dụng rộng rãi vì có R L T11 T31 + cấu trúc dạng mođun, cấu tạo đơn giản và đặc iC1 biệt là vấn đề cân bằng điện áp tụ điện dễ a R1 is C1 VC1 dàng hơn so với các dạng NPC, các chiến + T21 T41 lược điều khiển như đã trình bày - vs 0 trong[6],[7],[8]. io2 iL2 Trong bài báo này tác giả xây dựng mô T12 T32 + hình mô phỏng bộ chỉnh lưu ba pha Cascasde iC2 R2 5 bậc. Nguyên lý giải thuật điều chế độ rộng b C2 VC2 xung được tham khảo trong [1],[3],[4]. Tác T22 T42 giả thực hiện việc điều khiển các IGBT bằng - phần mềm MATLAB và Simulink, toàn bộ H.2 Cấu trúc mạch pha A giải thuật được xây dựng và thực hiện mô phỏng để điều khiển bộ biến đổi đạt hệ số Trong mỗi cầu H có các chuyển mạch công suất bằng 1. Thực hiện bộ chỉnh lưu này công suất IGBT với các diode được mắc song với những ưu điểm như: song và một tụ điện song song với tải. Để . Có sự trao đổi năng lượng hai chiều giữa tránh các chuyển mạch công suất trong mỗi tải và nguồn điện. nhánh mở ra cùng một thời gian, qui tắc . Hệ số công suất có thể đạt đến bằng một. chuyển mạch công suất được đưa ra như sau: . Dạng sóng dòng điện nguồn is có dạng sin. . Giảm sóng hài bậc cao đi vào lưới điện để T T 1 T T 1 cải thiện chất lượng điện năng. 11 21 và 12 22 T31 T 41 1 T32 T 42 1 Với Tji 1(hoặc 0) nếu chuyển mạch công suất Tji được đóng (hay mở), j = 1, 2, 3, 4; i = 1, 2. Để phân tích mạch được đơn giản, bộ chỉnh lưu có thể vẽ tương đương như hình 3 sau đây, với g1, g2, g3, g4 là chuyển mạch tương đương lần lượt của mỗi nhánh IGBT. H.1 Bộ chỉnh lưu ba pha Cascade 5 bậc
3. nạp cho tụ C1 và tạo ra điện áp Vab = V0. Qua đó, bộ chỉnh lưu hoạt động theo 7 trạng thái chuyển mạch trong 5 chế độ với 5 mức điện áp (2V0, V0, 0, -V0, - 2V0) như hình 3 để đạt được hệ số công suất cao, méo dạng dòng điện thấp, điện áp trên hai tụ được cân bằng Bảng 1. Bảng trạng thái chuyển mạch H 3 Sơ đồ chuyển mạch tương đương Khi đó có hai trạng thái chuyển mạch trong mỗi nhánh, tổng các trạng thái chuyển mạch có thể của bộ chỉnh lưu là 16. Nếu g1 = 1, thì T11 = 1 và T21 = 0 hoặc g1 = 0, thì T11 = 0 và T21 = 1 Nếu g2 = 1, thì T31 = 1 và T41 = 0 hoặc g2 = 0, thì T31 = 0 và T41 = 1 (2.9) Nếu g3 = 1, thì T12 = 1 và T22 = 0 hoặc g3 = 0, thì T12 = 0 và T22 = 1 Từ các phân tích trên ta có phương Nếu g = 1, thì T = 1 và T = 0 hoặc 4 32 42 trình chuyển mạch được xác định như g4 = 0, thì T32 = 0 và T42 = 1 sau: Việc thay đổi trạng thái chuyển mạch (1) của khóa g dẫn đến thay đổi điện thế tại ngõ vào của bộ chỉnh lưu Vab lần lượt từ Ngoài ra, các chế độ hoạt động trên có các giá trị: -2Vo, -Vo, 0, Vo, 2Vo, được thể được mô tả bằng các phương trình vi mô tả trong bảng 1. Giả định rằng điện phân, bằng cách áp dụng định luật áp trên hai tụ được cân bằng V0 = VC1 = kirchhoff. Cấu trúc bộ chỉnh lưu đa bậc VC2. trên có thể được mô hình hóa trong các Có 3 trạng thái chuyển mạch dư thừa điều kiện của các phương trình cơ bản ở ở mức điện áp Vab = V0 và Vab = -V0 phía AC và DC. Tại mỗi phần tử cầu H, tương ứng và 5 trạng thái dư thừa ở mức các phương trình tham chiếu của bộ điện áp Vab = 0. Các trạng thái dư thừa chỉnh lưu có thể được mô tả như sau: di v Ri v này có thể được thực hiện để bù điện áp s s s ab (2) trên tụ để cân bằng điện áp trên hai 2 tụ dt L L L dv P i v DC. Trong đó một vài trạng thái có cùng C1 1 s C1 (3) đặc tính bù chẳng hạn như (g1,g2,g3,g4) = dt C1 R1C1 (1,0,0,0) và (1,0,1,1) được sử dụng để
4. dv P i v C2 2 s C2 (4) Trạng thái chuyển mạch thích hợp có thể dt C2 R 2C2 được chọn để tạo ra mức điện áp vab tương Với vab P 1 v C1 P 2 v C2 (5) ứng nếu điện áp tức thời của nguồn, các điện Biến đổi các phương trình trên ta có thể áp trên tụ (vC1, vC2) và sự sai lệch mong muốn thu được phương trình vi phân sau đây: của dòng điện nguồn is đã được cho. Bằng di cách điều khiển mức điện áp của vab, dòng s vC1 v 1 R C 2 0 0 điện nguồn is sẽ bám theo đại lượng điều dt 0 0 L is L L vs khiển dòng điện nguồn i với độ dốc dòng dv L i P 1 s C1 0 0 0 . v s 0 . 1 0 0 . i điện (v – v )/L nếu điện áp rơi trên R là C1 L1 s ab dt vC1 P2 C1 0 0 0 v i i không đáng kể. dv C 2 s 1 L2 C 2 0 0 0 Việc lựa chọn chế độ hoạt động thích hợp vC 2 C dt 2 (6) dựa trên sự phân tích mỗi trạng thái chuyển 3. Chiến lược điều khiển mạch và được ghi nhận trong bảng trạng thái 3.1 Chiến lược điều khiển theo kỹ thuật chuyển mạch. Hai vùng hoạt động của điện điều chế dòng điện đặt áp nguồn vs (0 < |vs| < vo và vo < |vs| < 2vo) Sơ đồ khối chiến lược điều khiển bộ chỉnh theo phần dương và âm được xem xét để tạo lưu được thể hiện như hình 5. Khối nguồn AC một mẫu điện áp 3 bậc ở dạng sóng điện áp cung cấp tín hiệu điện có hai bán kỳ dương và vab như trên hình 4. âm. Một bộ điều khiển dòng điện được thực 2vo + Bộ điều khiển I* i* T + - P 1 Bộ điều khiển vab 1 hiện dò dòng điện nguồn is bám theo dòng điện áp - - T vC1+vC2 is dòng điện + 1/vd M W - 4 điện đặt i*. Khối vòng khóa pha PLL giữ cho sin(wt) 1 M dòng điện đặt i* cùng pha với điện áp nguồn PLL vs. Bộ điều khiển điện áp dùng để so sánh vs vC1 vC2 vC điện áp trên tụ và điện áp mong muốn tại ngõ ra nhằm hiệu chỉnh PI để hiệu chỉnh điện áp H. 5 Sơ đồ khối điều khiển phía DC theo điện áp tham chiếu mong muốn. Chiến lược điều khiển này làm sóng hài dòng điện của nguồn điện được giảm đi theo tiêu chuẩn của ủy ban kỹ thuật điện quốc tế (IEC)1000-3-2. Hệ số công suất đầu vào gần - bằng một và vấn đề cân bằng điện áp giữa hai tụ được cải thiện. H. 4 Mẫu điện áp ngõ vào phần công suất Trong chiến lược điều chế này, các mẫu điện áp PWM được tạo ra ở ngõ vào chỉnh Trong vùng 1, điện áp trên mỗi tụ lớn hơn lưu vab nhằm giảm độ nhấp nhô dv/dt và giảm giá trị tuyệt đối của điện áp nguồn vs. Hoạt điện áp trên các chuyển mạch công suất. Để động của chế độ 2 và 3 được sử dụng khi điện giảm sóng hài dòng điện theo chuẩn IEC áp nguồn vs là dương để tạo mức điện áp Vo 1000-3-2, dòng điện nguồn is được điều khiển và 0 tương ứng, chế độ 3 và 4 được thực hiện theo dòng điện đặt i* và cùng pha với điện áp để tạo mức điện áp 0 và –Vo tương ứng khi nguồn vs. Điều kiện cần thiết cho chiến lược điện áp nguồn vs là âm. điều khiển nói trên nhằm tạo ra một mẫu điện Để đảm bảo rằng dòng điện nguồn is bám áp PWM ở phía AC là điện áp trên 2 tụ (VC1, theo dòng điện đặt i* như mong muốn, mức VC2) phải lớn hơn một nửa giá trị điện áp đỉnh điện áp Vo (chế độ 2) để làm giảm dòng điện của nguồn và nhỏ hơn giá trị điện áp đỉnh của nguồn is và mức điện áp 0 (chế độ 3) được nguồn (vsp/2 < vo < vsp với giả định VC1 = VC2 thực hiện để làm tăng dòng điện nguồn is khi = Vo). điện áp nguồn vs là dương và điện áp nguồn vs nhỏ hơn Vo trong vùng 1. Ở chế độ 2, dòng
5. di điện nguồn is nạp cho tụ C1 (hoặc C2) nếu s (7) vl Ris L hàm chuyển mạch (g1,g2,g3,g4) = (1,0,0,0) dt (hoặc (0,0,1,0)). Có 2 trạng thái chuyển mạch Chuyển đổi phương trình (7) sang miền trong chế độ 2 được thực hiện để cân bằng Laplace ta được: I (s) 1 điện áp trên 2 tụ DC. s (8) Khi điện áp nguồn vs âm, mức điện áp 0 Vl (s) R Ls (chế độ 3) để làm giảm dòng điện nguồn is và Chiến lược điều khiển được mô tả như hình 6: mức điện áp -vo (chế độ 4) được thực hiện để Is(s) Is*(s) Bộ điều khiển Vl(s) 1 làm tăng dòng điện nguồn i . Trong chế độ 4 + s - dòng điện R+L.s này, dòng điện nguồn is nạp cho tụ C1 (hoạc C2) nếu hàm chuyển mạch (g1,g2,g3,g4) = (0,1,0,0) (hoặc (0,0,0,1)) để cân bằng điện áp H. 6 Sơ đồ vòng lặp dòng điện trên 2 tụ DC. B. Vòng lặp điện áp: Trong vùng hoạt động thứ 2 (Vo < |vs| < Tổng điện áp vC1 và vC2 được điều khiển 2Vo), điện áp vab được chuyển qua lại giữa Vo dựa trên phương trình (3) và (4). Lấy tổng 2 và 2Vo trong nữa chu kỳ dương của điện áp phương trình này và chỉ xét thành phần DC nguồn vs bởi việc chọn chế độ hoạt động 1 và của P1.is và P2.is ta được: 2 tương ứng. Chế độ hoạt động thứ 2 được P i P i dv dv 1max smax 2 max smax C C1 C C2 (9) thực hiện để tạo ra điện áp vab = Vo, làm tăng 2 1 dt 2 dt dòng điện nguồn is và nạp cho tụ C1 (hoặc C2) Với C1 = C2 = C, và chuyển đổi phương nếu (g1,g2,g3,4) = (1,0,0,0) (hoặc (0,0,1,0)). trình trên sang miền Laplace, ta có: Chế độ hoạt động 1 được thực hiện để đạt P P VC1(s) VC2(s) 1max 2max được vab = 2Vo, giảm dòng điện nguồn is và (10) (2.38) Ismax (s) 2.C.s nạp cho cả 2 tụ C1 và C2 trong vùng hoạt động này. Phân tích cấu trúc mạch và phương trình Trong nữa chu kỳ âm của điện áp nguồn (10) dẫn đến chiến lược điều khiển được mô tả như hình 7: vs, điện áp vab được chuyển đổi giữa –Vo và- C1 C2 V *(s)+V *(s) Bộ điều khiển Ismax(s) 1 VC1(s)+VC2(s) 2Vo bằng cách chọn chế độ 4 và chế độ 5 + điện áp - Cs tương ứng. Hoạt động ở chế độ 5 được sử VC1+VC2 dụng để tăng dòng điện nguồn is và nạp cho cả 2 tụ C1 và C2. Chế độ 4 được thực hiện để H. 7 Sơ đồ vòng lặp điện áp giảm dòng điện nguồn is và nạp cho tụ C1 Từ các phân tích trên ta cũng có sơ đồ khối hoặc C2 dựa vào hàm chuyển mạch của mạch điều khiển như hình 5. Các pha B (g1,g2,g3,g4) = (0,1,0,0) hoặc (0,0,0,1). và C thực hiện tương tự trên nhưng dòng điện 3.2 Chiến lược điều khiển theo kỹ thuật đặt i* lệch pha nhau 1200. điều chế sóng mang 4. Kết quả mô phỏng Qua sự phân tích cấu trúc bộ chỉnh lưu ta 4.1 Theo phương pháp dòng điện đặt thấy để có thể đạt mức điện áp ngõ ra the yêu Điện áp nguồn vs =220sin100 t, f=50Hz. cầu bằng phương pháp sóng mang ta cần có 2 Cuộn kháng L=8mH, R=0.6Ω; vòng lặp: một vòng lặp dòng điện và một Tải R =100Ω. vòng lặp điện áp; và một bộ cân bằng điện áp tai trên 2 tụ. Điện áp ngõ ra là: 2x250Vdc. A. Vòng lặp dòng điện: Tụ lọc ngõ ra: 5600µF. Từ phương trình (2) ta có thể xác định Hệ số KP, KI của khâu PI: 0.5 và 1.5 được mối quan hệ giữa điện thế giữa nguồn Với các thông số cài đặt như trên, dạng và tải như sau: sóng điện áp một chiều trên tải và điện áp ngõ
6. vào chỉnh lưu có dạng như hình 8 và 9. Ngoài ra điện áp trên các tụ được cân bằng. H. 10 Điện áp và dòng điện ngõ vào. Bảng 2. Kết quả mô phỏng khi tải R=100Ω (a) Thông số Số liệu THD 1.12 % Điện áp ngõ ra 250.5 V Dòng điện ngõ ra 2.5 A Độ chính xác điện áp 99.8% (b) ra Nhấp nhô điện áp ra 1 V Thông số Kp, Ki 0.5 và 1.5 Dạng sóng dòng điện và điệp áp nguồn cùng pha nhau nên công suất của nguồn đạt gần bằng 1 như quan sát ở hình 10. Hệ số (c) công suất này đo được trên đồng hồ Matlab H. 8 Đồ thị điện áp ngõ vào bộ chỉnh lưu có là: 9.992. Điện áp một chiều trên tải có dạng dạng 5 bậc. a) Đồ thị điện áp ngõ vào pha A. là một đường thẳng có giá trị 250V đo được b) Đồ thị điện áp ngõ vào pha B, c) Đồ thị như hình 9. điện áp ngõ vào pha C. Thực hiện mô phỏng trên các không cân bằng ta cũng đo được điện áp cân bằng trên các tải. Thực hiện ở chế độ quá độ khi thay đổi nguồn và tải tại thời điểm t=0.5s và t=1s, điện áp trên tải cũng được giữ cố định tại giá trị định trước là 250V như hình 11. H. 9 Đồ thị điện áp một chiều trên tải Kết quả của mô phỏng được tổng hợp trong bảng 2. (a)
7. Phương pháp sóng mang đạt được sự ổn định như phương pháp dòng điện đặt. Đồ thị điện áp ngõ vào chỉnh lưu như trình bày trong hình 12 cũng có dạng 5 bậc và đạt được các yêu cầu đặt ra. Kết quả được mô tả trong các hình 12 đến hình 17. (b) H. 11 Chế độ quá độ. H. 11a Đồ thị điện áp ra khi thay đổi tải: không tải→100Ω→50Ω. H. 11b Đồ thị điện áp ra khi thay đổi nguồn: 200V→240V→220V. Kết quả mô phỏng với các loại tải khác nhau ở chế độ xác lâp với nguồn xoay (a) chiều 220Vrms ta cũng thu được sự ổn định tại ngõ ra như Bảng 3. Bảng 3. Thông số bộ chỉnh lưu với các tải khác nhau. Nguồn 220V THD Vdc Độ chính Nhấp (b) xác điện nhô Thông số (%) (V) áp ra (%) áp ra R=50Ω 2.76 250. 99.96 2V 1 (c) R=100Ω 1.62 250. 99.96 1.2 H. 12 Dạng sóng ngõ vào bộ chỉnh lưu của 1 pha A, B, C R=150Ω 1.8 250 100 1 Không tải 1 249. 99.8 0 5 4.2 Theo phương pháp sóng mang Điện áp nguồn vs =220sin100 t, f=50Hz. Cuộn kháng L=8mH, R=0.6Ω; Tải Rtai =150Ω. Điện áp ngõ ra là: 2x250Vdc. Tụ lọc ngõ ra: 5600µF. H. 13 Dạng sóng điện áp trên tải Hệ số KP, KI của khối PI áp: 2 và 1.5 Hệ số Kp, Ki khối PI dòng: 80 và 2. Tần số sóng mang: 10KHz.
8. H. 14 Dạng sóng điện áp và dòng điện nguồn pha A H. 17 Dạng sóng ngõ vào khi thay đổi nguồn Bảng 4. Kết quả mô phỏng dùng phương tại t=0.5s và t=1s. pháp sóng mang Việc cân bằng điện áp trên tu5cu4ng được Thông số Số liệu thực hiện và đạt sự cân bằng theo yêu cầu. 5. Kết luận THD 4.42 % Qua kết quả mô phỏng bộ chỉnh lưu ba pha Điện áp ngõ ra 249.9 V Cascade 5 bậc trên đây ta thấy rằng: . Chất lượng điện áp ngõ ra trên tải của bộ Dòng điện ngõ ra 2.5 A chỉnh lưu dùng điều khiển sóng mang và dòng điện đặt tốt hơn các phương pháp Độ chính xác điện áp ra 99.96% thông thường. Nhấp nhô điện áp ra 1.25 V . Hệ số công suất đạt gần bằng 1, dòng điện và điện áp nguồn đồng pha. Vì vậy công Thực hiện thay đổi tải và nguồn ở chế độ suất nguồn được cung cấp hoàn toàn cho quá độ như hình 15 đến hình 17 tải. Giảm điện áp trên mỗi chuyển mạch nên đạt độ an toàn cao. . Độ nhấp nhô điện áp ra nhỏ. Độ chính xác cao. Độ méo dạng dòng điện nguồn nhỏ. . Thành phần hài nhỏ dưới 6,5%. Tuy nhiên có nhược điểm là khi tải lớn thì thành phần H. 15 Dạng sóng dòng điện khi thay đổi tải hài cao. Để giảm hài khi tăng tải ngoài tại thời điểm t=0.5s và t=1s: không việc điều chỉnh các hệ số K P , K i có thể tải→100Ω→50Ω. chọn cuộn cảm ngõ vào có nội trở nhỏ. Vì Đồ thị điện áp ngõ ra khi thay đổi tải vẫn vậy có thể giảm được hài xuống dưới 2%. luôn cố định tại 250V như hình 16. Tài liệu tham khảo [1]. Hung, B.-R.L.a.Z.-L., A Single- phase Bidirectional Rectifier With Power Factor corection. [2]. Copeland, B.R., The Design of PID Controllers using Ziegler Nichols H. 16 Dạng sóng ngõ ra khi thay đổi tải Tuning. 2008. Khi thay đổi nguồn, điện áp trên tải vẫn [3]. Das, P.A.a.S., A Three Phase Five không đổi. Level Cascade H-Bridge Rectifier
9. with Zero Current Injection Scheme. [13]. Marcelo Lobo Heldwein, Three- 2012. Phase Multilevel PWM Rectifiers Based on Conventional Bidirectional [4]. Antonio Dell’Aquila, M.L., Vito Converters, 2010. Giuseppe Monopoli, and Paola [14]. Shamim Keshavarz, Design and Rotondo, Overview of PI-Based Evaluation of an Active Rectifier for a Solutions for the Control of DC Buses 4.1 MW off-Shore Wind Turbine, of a Single-Phase H-Bridge Multilevel 2011. Active Rectifier. 2008. [15]. Hossein Iman-Eini, Shahrokh [5]. Lazhar Ben-Brahim and Susumu Farhangi, Analysis and Control of a Tadakuma, A Novel Multilevel Modular MV-to-LV Rectifier based on Carrier-Based PWM-Control Method a Cascaded Multilevel Converter, for GTO Inverter inLow Index 2008 Modulation Region, IEEE transactions [16]. B-R. Lin, Y-C. Lee and T-Y. Yang, on industry application, 2006. Experimental verification of a three- [6]. Ali Keshavarzian and Hossien phase multilevel rectifier with reduced Iman-Eini, A New Strategy for number of power swithches, IEE, Control of Cascade H-Bridge 2003. Rectifiers with Uneqaul loads, 2011 2nd Power Electronics. [7]. Mohsen Mesbah, Mohammad A.S Masoum, Improved Predictive Direct Power Control. [8]. Ashish Bendre, Neutral Current Ripple Minimization in a Three-level Rectifier, IEEE transactions on industry application, 2006. [9]. Haoli, Guojun Tan, Study of Multi_level Rectifier in High Power System Based on a Novel Virtual Flux Observer, 2009. [1]0. Ismael Araujo-Vargas, Capacitor Voltage-Balancing Techniques for a Multipulse rectifier With Active Injection, IEEE transactions on industry application, 2011. [11]. Marcin Zygmanowski, Boguslaw Grzesik, Power Conditioning System with Cascade H-Bridge Multilevel Converter-Dc-link Voltage Balancing Method, 2011. [12]. Marcelo L. Heldwein, Three-Phase Multilevel PWM Rectifiers Based on Conventional Bi-directional Converters, IEEE transactions on power electronics, 2009.
10. BÀI BÁO KHOA HỌC THỰC HIỆN CÔNG BỐ THEO QUY CHẾ ĐÀO TẠO THẠC SỸ Bài báo khoa học của học viên có xác nhận và đề xuất cho đăng của Giảng viên hướng dẫn Bản tiếng Việt ©, TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT TP. HỒ CHÍ MINH và TÁC GIẢ Bản quyền tác phẩm đã được bảo hộ bởi Luật xuất bản và Luật Sở hữu trí tuệ Việt Nam. Nghiêm cấm mọi hình thức xuất bản, sao chụp, phát tán nội dung khi chưa có sự đồng ý của tác giả và Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP. Hồ Chí Minh. ĐỂ CÓ BÀI BÁO KHOA HỌC TỐT, CẦN CHUNG TAY BẢO VỆ TÁC QUYỀN! Thực hiện theo MTCL & KHTHMTCL Năm học 2016-2017 của Thư viện Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp. Hồ Chí Minh.