Luận văn Ðiều khiển động cơ không đồng bộ dùng phương pháp điều khiển trượt (Phần 1)

Nội dung text: Luận văn Ðiều khiển động cơ không đồng bộ dùng phương pháp điều khiển trượt (Phần 1)

1. BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH LUẬN VĂN THẠC SĨ ÐẶNG THANH HUY ÐIỀU KHIỂN ÐỘNG CƠ KHÔNG ÐỒNG BỘ DÙNG PHƯƠNG PHÁP ÐIỀU KHIỂN TRUỢT NGÀNH: KỸ THUẬT CO KHÍ ÐỘNG LỰC- 60520116 S KC 0 0 4 8 3 5 Tp. Hồ Chí Minh, năm 2016
2. BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH LUẬN VĂN THẠC SĨ ĐẶNG THANH HUY ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ DÙNG PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN TRƯỢT NGÀNH: KỸ THUẬT CƠ KHÍ ĐỘNG LỰC- 60520116 Tp. Hồ Chí Minh, năm 2016
3. MỤC LỤC Trang tựa TRANG Quyết định giao đề tài Lý lịch cá nhân i Lời cam đoan ii Lời cảm ơn iii Tóm tắt iv Mục lục v Danh sách các chữ viết tắt viii Danh sách các hình ix Danh sách các bảng xii Chƣơng 1. TỔNG QUAN 1 1.1. Lý do chọn đề tài 1 1.2. Tình hình nghiên cứu 2 1.3. Mục tiêu và nhiệm vụ 3 1.4. Giới hạn đề tài 3 1.5. Phương pháp nghiên cứu 4 1.6. Nội dung luận văn 4 Chƣơng 2. CƠ SỞ LÝ THUYẾT 5 2.1. Vector không gian của các đại lượng ba pha 5 2.1.1. Hệ trục tọa độ stator cố định (α, β) 6 2.1.1.1. Chuyển hệ tọa độ (a, , c ) (α, β) (Ph p iến đổi Clark-thuận) 7 2.1.1.2. Chuyển hệ tọa độ (α, β) (a, , c) (ph p i ến đổi Clark ngược) 8 2.1.2. Hệ trục tọa độ quay (d, q) 8 2.1.2.1. Chuyển hệ tọa độ (α, β) ( , q) (ph p i ến đổi Park thuận) 9 2.1.2.2. Chuyển hệ tọa độ ( , q) (α, β) (ph p iến đổi Park ngược) 9 2.2. Các phương pháp điều khiển ĐCKĐB 8 2.2.1. Phương pháp điều khiển tuyến tính hóa vào ra (Input Output Linearization) 10 v
4. 2.2.2. Phương pháp điều khiển định hướng trường (Field Orient Control – FOC) 12 2.2.3. Phương pháp điều khiển mô-men trực tiếp (Direct Torque Control – DTC) 14 2.2.4. Phương pháp điều khiển trượt (Sliding Mode Control – SMC) 22 2.2.4.1. Đối tượng điều khiển 22 2.2.4.2. Mặt trượt (sliding surface) 23 2.2.4.3. Luật điều khiển trượt kinh điển 24 2.2.4.4. Điều khiển trượt cho hệ thống MIMO 26 2.2.4.5. Đặc điểm của điều khiển trượt 27 Chƣơng 3. THIẾT KẾ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN 29 3.1. Mô hình ĐCKĐB 29 3.1.1. Hệ phương trình cơ ản của động cơ trên hệ tọa độ dq 31 3.1.2. Mô hình trạng thái của động cơ trên hệ tọa độ từ thông rotor 32 3.2. Thiết kế bộ điều khiển trượt 35 3.2.1. Bộ quan sát trượt 35 3.2.2. Hệ thống điều khiển trượt ĐCKĐB 36 3.2.2.1. Điều khiển vòng trong 37 3.2.2.2. Điều khiển vòng ngoài 39 3.3. Xây dựng bộ ước lượng 41 3.3.1. Ước lượng từ thông rotor  và mô-men động cơ Te 40 3.3.2. Ước lượng s 41 3.4. Khối chuyển đổi òng điện is_dq sang is_abc 42 Chƣơng 4. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 43 4.1. Hệ thống điều khiển trượt 43 4.1.1. Mô hình mô phỏng 43 4.1.1.1. Mô hình hóa ĐCKĐB 44 4.1.1.2. Mô hình hóa bộ điều khiển trượt 44 4.1.1.3. Mô hình hóa bộ chuyển đổi is_dq is_abc 46 vi
5. 4.1.2. Kết quả mô phỏng 46 4.1.2.1. Đáp ứng anh định 46 4.1.2.2. Khảo sát tính bền vững của hệ thống đối với sự biến thiên của điện trở stator và rotor 49 4.1.2.3. Khảo sát tính bền vững của hệ thống đối với sự biến thiên của điện cảm 51 4.1.2.4. Khảo sát tính bền vững của hệ thống đối với sự thay đổi của mô-men quán tính của động cơ 54 4.1.2.5. Khảo sát tính bền vững của hệ thống đối với sự biến thiên của các hệ số KP, KI 56 4.1.2.6. Khảo sát tính bền vững của hệ thống đối với sự biến thiên của các hệ số hiệu chỉnh k1, k2 57 4.2. Hệ thống điều khiển trượt khi có khâu ước lượng từ thông và mô-men 60 4.2.1. Mô hình mô phỏng 60 4.2.1.1. Mô hình hóa bộ điều khiển trượt 61 4.2.1.2. Mô hình hóa bộ ước lượng 63 4.2.2. Kết quả mô phỏng 63 4.3. So sánh với các phương pháp điều khiển khác 68 4.3.1. So sánh đáp ứng của luận văn (a) với mô hình “Điều khiển trượt mô-men ĐCKĐB” của Đỗ Thị Hồng Thắm (b) 68 4.3.2. So sánh đáp ứng của luận văn (a) với đáp ứng phương pháp điều khiển định hướng trường (b) 72 Chƣơng 5. KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ 75 5.1. Kết luận 75 5.2. Kiến nghị 75 TÀI LIỆU THAM KHẢO 76 PHỤ LỤC 78 vii
6. DANH SÁCH CÁC CHỮ VIẾT TẮT ĐCKĐB: động cơ không đồng ộ FOC (Field Oriented Control): điều khiển định hướng trường DTC (Direct Torque Control): điều khiển mô-men trực tiếp PBC (Passivity Based Control): điều khiển dựa vào tính thụ động IOL (Input Output Linearization): điều khiển tuyến tính hóa vào ra SMC (Sliding Mode Control): điều khiển trượt DRFOC (Direct Rotor Field Oriented Control): điều khiển định hướng từ thông rotor trực tiếp IRFOC (Indirect Rotor Field Oriented Control): điều khiển định hướng từ thông rotor gián tiếp DTC – SVM (Space Vector Modulated – Direct Torque Controlled): điều khiển mô-men trực tiếp – điều chế vector không gian SFOC (Stator Field Oriented Control): điều khiển định hướng trường stator MIMO (Multi Input Multi Output): nhiều ngõ vào nhiều ngõ ra MRAS (Model Reference Adaptive Systems): mô hình tham chiếu thích nghi Sliding surface: mặt trượt viii
7. DANH SÁCH CÁC HÌNH HÌNH TRANG Hình 2.1: Sơ đồ cuộn dây và dòng stator của ĐCKĐB a pha 5 Hình 2.2: Thiết lập vector không gian từ các đại lượng pha 6 Hình 2.3: Biểu diễn òng điện stator ưới dạng vector không gian với các phần tử is và is thuộc hệ tọa độ stator cố định 7 Hình 2.4: Biểu diễn vectơ không gian trên hệ tọa độ từ thông rotor (d, q) 8 Hình 2.5: Cấu trúc cơ ản của phương pháp FOC 13 Hình 2.6: Các Sector trong phương pháp DTC cổ điển 16 Hình 2.7: Lựa chọn vector điện áp tối ưu cho vector từ thông stator trong Sector 1 17 Hình 2.8: Bộ so sánh dãy trễ 2 mức 18 Hình 2.9: Bộ so sánh dãy trễ 3 mức 19 Hình 2.10: Mô hình bộ điều khiển DTC đơn giản 21 Hình 3.1: Mô hình đơn giản của ĐCKĐB a pha rotor lồng sóc 29 Hình 3.2: Mô hình ĐCKĐB a pha rotor lồng sóc trên hệ tọa độ từ thông rotor 35 Hình 3.3: Sơ đồ khối bộ điều khiển trượt ĐCKĐB 36 Hình 3.4: Sơ đồ điều khiển PID 40 Hình 4.1: Mô hình mô phỏng điều khiển trượt ĐCKĐB ằng Matlab khi không ước lượng từ thông và mô-men 43 Hình 4.2: Mô hình hóa ĐCKĐB trên Simulink 44 Hình 4.3: Mô hình bộ điều khiển trượt trên Simulink 45 Hình 4.4: Mô hình bộ chuyển đổi tọa độ dòng stator is_dq is_abc 46 Hình 4.5: Đáp ứng mô-men của động cơ 47 Hình 4.6: Đáp ứng tốc độ của động cơ 47 Hình 4.7: Đáp ứng từ thông stator của động cơ 47 Hình 4.8: Đáp ứng òng điện stator ba pha của động cơ 47 Hình 4.9: Đáp ứng òng điện stator ba pha của động cơ được phóng đại 48 ix
8. Hình 4.10: Đáp ứng của mặt trượt từ thông 48 Hình 4.11: Đáp ứng của mặt trượt mô-men 48 Hình 4.12: Đáp ứng sai số từ thông 49 Hình 4.13: Đáp ứng hệ thống với điện trở khảo sát = 150% anh định 50 Hình 4.14: Đáp ứng hệ thống với điện cảm khảo sát = 150% anh định 52 Hình 4.15: Đáp ứng hệ thống với điện cảm khảo sát = 80% anh định 53 Hình 4.16: Đáp ứng hệ thống với mô-men khảo sát = 300% anh định 55 Hình 4.17: Quá trình xác định KP, KI 56 Hình 4.18: Đáp ứng hệ thống với k1, k2 khảo sát = 300% anh định 58 Hình 4.19: Đáp ứng hệ thống với k1, k2 khảo sát = 50% anh định 59 Hình 4.20: Mô hình mô phỏng điều khiển trượt ĐCKĐB ằng Matlab có khâu ước lượng từ thông và mô-men 61 Hình 4.21: Mô hình bộ điều khiển trượt trên Simulink 62 Hình 4.22: Mô hình hóa bộ ước lượng trên Simulink 63 Hình 4.23: Đáp ứng mô-men của động cơ trước (a) và sau khi (b) có bộ ước lượng 64 Hình 4.24: Đáp ứng tốc độ của động cơ trước (a) và sau khi (b) có bộ ước lượng 64 Hình 4.25: Đáp ứng từ thông của động cơ trước (a) và sau khi (b) có bộ ước lượng 65 Hình 4.26: Đáp ứng òng điện stator ba pha của động cơ với bộ ước lượng 65 Hình 4.27: Đáp ứng òng điện stator ba pha của động cơ được phóng đại 66 Hình 4.28: Đáp ứng của mặt trượt từ thông với bộ ước lượng 66 Hình 4.29: Đáp ứng của mặt trượt mô-men với bộ ước lượng 66 Hình 4.30: Đáp ứng của Teu so với Tref 67 Hình 4.31: Đáp ứng của Fir so với Firu 67 Hình 4.32: So sánh đáp ứng mô-men 68 Hình 4.33: So sánh đáp ứng tốc độ 68 Hình 4.34: So sánh đáp ứng từ thông 69 x
9. Hình 4.35: So sánh đáp ứng điện áp us_dq 69 Hình 4.36: So sánh đáp ứng òng điện is_dq 70 Hình 4.37: So sánh đáp ứng mặt trượt từ thông 70 Hình 4.38: So sánh đáp ứng mặt trượt mômen 71 Hình 4.39: So sánh đáp ứng mô-men 72 Hình 4.40: So sánh đáp ứng tốc độ 72 Hình 4.41: So sánh đáp ứng từ thông 73 Hình 4.42: So sánh đáp ứng điện áp us_dq 73 Hình 4.43: So sánh đáp ứng òng điện is_dq 74 xi
10. DANH SÁCH CÁC BẢNG BẢNG TRANG Bảng 2.1: Bảng lựa chọn điện áp theo sự tăng giảm từ thông stator và mô-men 18 Bảng 2.2: Bảng lựa chọn điện áp theo bộ so sánh dãy trễ 20 xii
11. Chƣơng 1 TỔNG QUAN 1.1. Lý do chọn đề tài Cùng với sự phát triển của khoa học công nghệ, tự động hóa ngày càng phát triển và ứng ụng trong hầu hết các ngành công nghiệp. Sự phát triển của đất nước và yêu cầu mở rộng, nâng cao chất lượng sản xuất cũng thúc đẩy sự phát triển của ngành tự động hóa lên một tầm cao mới. Do đó động cơ điện đóng vai trò rất quan trọng trong các ngành sản xuất cũng như đời sống. Vì vậy các loại động cơ điện được chế tạo ngày càng hoàn thiện hơn, trong đó động cơ không đồng ộ (ĐCKĐB) chiếm tỉ lệ lớn trong các ngành công nghiệp o ĐCKĐB a pha có nhiều ưu điểm như khởi động ễ àng, giá thành rẻ, vận hành êm, kích thước nhỏ gọn, làm việc chắc chắn, đặc tính làm việc tốt, ảo trì đơn giản, chi phí vận hành và ảo trì thấp. Tuy vậy, nó có nhược điểm là đặc tính phi tuyến mạnh nên trước đây với các phương pháp điều khiển còn đơn giản, loại động cơ này phải nhường chỗ cho động cơ điện một chiều và không được ứng ụng nhiều. Điều khiển trượt là một phương pháp điều khiển phi tuyến đơn giản hiệu quả, dựa vào hồi tiếp các biến trạng thái của hệ thống. Bộ điều khiển được thiết kế sao cho quỹ đạo pha của hệ thống luôn hướng về một mặt phẳng trượt. Một khi quỹ đạo pha đã nằm trên mặt trượt thì chúng sẽ tiến về vị trí mong muốn. Vì vậy bài toán điều khiển chuyển thành điều khiển ổn định hóa hàm trượt S. Điều khiển trượt có hai thành phần là thành phần điều khiển tương đương và thành phần điều khiển bền vững. Thành phần điều khiển bền vững mà trong nhiều tài liệu còn gọi là thành phần điều khiển hiệu chỉnh có nhiệm vụ chính là điều khiển quỹ đạo các trạng thái hướng về mặt trượt. Khi quỹ đạo pha đã ở lân cận mặt trượt thì thành phần điều khiển tương đương có tác ụng điều khiển các trạng thái bám chặt trên mặt trượt. Để thiết kế thành phần điều khiển tương đương trong điều khiển trượt cần phải biết rõ mô hình đối tượng và để thiết kế thành phần điều khiển bền vững trong điều khiển trượt thì cần phải biết các chặn trên của các thành phần bất 1
12. định của mô hình. Trong đó các ạng của thành phần bất định của hệ thống bao gồm: nhiễu ảnh hưởng lên hệ thống, nhiễu đo đạc và sai số mô hình do các thông số của đối tượng biến thiên theo thời gian. [1] Đề tài này nghiên cứu lý thuyết “Điều khiển động cơ không đồng bộ dùng phƣơng pháp điều khiển trƣợt”. Nội dung nghiên cứu của đề tài theo hướng xoay quanh những vấn đề đang được quan tâm nghiên cứu trong nước và trên thế giới. 1.2. Tình hình nghiên cứu Điều khiển tốc độ và mô-men ĐCKĐB là vấn đề được quan tâm từ rất lâu, có rất nhiều phương pháp đề ra nhằm mục đích giải quyết vấn đề này như điều khiển tỉ lệ (V/f) không đổi, điều khiển điện áp, điều khiển điện trở rotor, điều khiển tần số, các phương pháp này thu lại những kết quả không cao. [2] Điều khiển tốc độ động cơ AC được ứng dụng từ những năm 1990 và ngày càng chiếm vị trí nhiều hơn điều khiển tốc độ động cơ DC. Ngày nay với sự phát triển rất mạnh mẽ về công nghệ chế tạo bán dẫn, những tiến bộ về vi điều khiển cùng với việc đẩy mạnh nghiên cứu của các nhà nghiên cứu trong nước và trên thế giới đã tạo điều kiện cho các ứng dụng điều khiển tốc độ động cơ không ngừng phát triển. Ta có thể kể đến một số công trình nghiên cứu tiêu biểu như sau: - Điều khiển định hướng trường (Field Oriented Control - FOC) [3, 4, 5] - Điều khiển mô-men trực tiếp (Direct Torque Control - DTC) [6, 7] - Điều khiển dựa vào tính thụ động (Passivity Based Control - PBC) [8] - Điều khiển tuyến tính hóa vào ra (Input Output Linearization - IOL) [9] - Điều khiển dùng logic mờ và mạng nơron [10, 11] - Điều khiển trượt (Sliding Mode Control - SMC) [12, 13, 14, 15, 16, 17, 18] Năm 2007, học viên Đỗ Thị Hồng Thắm của trường Đại học Bách Khoa Thành Phố Hồ Chí Minh thực hiện đề tài “Điều khiển trƣợt mô-men động cơ không đồng bộ” được thực hiện trên hệ tọa độ dq ưới sự hướng dẫn của PGS.TS Dương Hoài Nghĩa. 2
13.  Ƣu điểm - Thời gian đáp ứng nhanh. - Quá trình quá độ không có vọt lố, không có ao động. - Sai số xác lập tốc độ bằng không. - Bộ điều khiển có chất lượng anh định cao.  Nhƣợc điểm - Xuất hiện hiện tượng ao động quanh mặt trượt (hiện tượng Chattering). Năm 2009, nhóm tác giả Dương Hoài Nghĩa, Nguyễn Văn Nhờ, Nguyễn Xuân Bắc của trường Đại học Bách Khoa, Đại học Quốc Gia Thành Phố Hồ Chí Minh thực hiện công trình nghiên cứu “Điều khiển trƣợt động cơ không đồng bộ ba pha nuôi bởi bộ nghịch lƣu áp ba mức” được thực hiện trên hệ tọa độ . Ở công trình này, hiện tượng ao động quanh mặt trượt được khắc phục bằng cách thay thế hàm dấu (hàm signum) bởi hàm bão hòa (hàm saturation). Ở đề tài này, tác giả đã thừa hưởng các ưu điểm từ công trình nghiên cứu của tác giả Đỗ Thị Hồng Thắm và khắc phục nhược điểm bằng cách thay thế hàm dấu (hàm signum) bởi hàm bão hòa (hàm saturation). 1.3. Mục tiêu và nhiệm vụ Mục tiêu của đề tài này là nghiên cứu phương pháp điều khiển trượt ùng để điều khiển ĐCKĐB a pha rotor lồng sóc. Các nhiệm vụ cụ thể ao gồm: - Lập mô hình ĐCKĐB a pha rotor lồng sóc trên hệ tọa độ dq. - Nghiên cứu giải thuật điều khiển ĐCKĐB ùng phương pháp điều khiển trượt (SMC). - Mô phỏng hệ thống điều khiển bằng Matlab/Simulink. - Từ kết quả mô phỏng so sánh với các phương pháp điều khiển khác và các công trình nghiên cứu có liên quan để nêu lên các kết quả đạt được. 1.4. Giới hạn đề tài Nghiên cứu lý thuyết điều khiển ĐCKĐB a pha rotor lồng sóc bằng phương pháp điều khiển trượt. 3
14. 1.5. Phƣơng pháp nghiên cứu - Phương pháp phân tích và tổng hợp lý thuyết. - Phương pháp mô hình hóa và mô phỏng. 1.6. Nội dung luận văn Luận văn gồm năm chương chính với các nội ung như sau: Chương một là chương tổng quan về điều khiển trượt, mục tiêu cũng như phương pháp nghiên cứu của luận văn. Chương hai giới thiệu một số phương pháp điều khiển ĐCKĐB được áp ụng trong những năm gần đây. Đồng thời chương này còn trình ày cơ sở lý thuyết về mô hình ĐCKĐB. Chương a tập trung thiết kế ộ điều khiển trượt. Chương ốn ứng ụng các cơ sở lý thuyết vào xây ựng mô hình mô phỏng ĐCKĐB ùng phương pháp điều khiển trượt ằng Matla . Chương này còn so sánh khác iệt và các kết quả đạt được của phương pháp điều khiển trượt so với các phương pháp điều khiển động cơ khác từ đó rút ra nhận x t và đánh giá kết quả. Chương năm là phần kết luận trình ày các kết quả đạt được của luận văn và nêu một số tồn tại cũng như phương hướng khắc phục. 4
15. Chƣơng 2 CƠ SỞ LÝ THUYẾT 2.1. Vector không gian của các đại lƣợng ba pha ĐCKĐB a pha đều có a cuộn ây stator với òng điện a pha ố trí không gian tổng quát như Hình 2.1. Hình 2.1: Sơ đồ cuộn ây và òng stator của ĐCKĐB a pha [2] Trong hình trên, ta không quan tâm đến động cơ đấu hình sao hay tam giác. Ba òng điện isa, isb, isc là a òng chảy từ lưới qua đầu nối vào động cơ. Khi động cơ chạy ằng iến tần thì đó là a òng ở đầu ra của iến tần. Giả thuyết các òng isa, isb, isc ở a pha ây quấn stator là cân ằng, ta có: isa(t) + isb(t) + isc(t) = 0 (2.1) Trong đó từng òng điện pha thỏa mãn các công thức sau: isa t is cos st isb t is cos st 120 (2.2) i t i cos  t 240 sc s s Về phương iện mặt phẳng cơ học (mặt cắt ngang), ĐCKĐB a pha có a cuộn ây lệch nhau một góc 120. Nếu trên mặt cắt đó ta thiết lập một hệ tọa độ 5
16. phức với trục thực đi qua trục cuộn ây pha a của động cơ, ta có thể xây ựng vector không gian sau đây: 2 j120 j240 j i s t isa t isb t e isc t e  i s e (2.3) 3 Trong công thức (2.3), vector i s t là vector có mo ul không đổi quay trên mặt phẳng phức với tốc độ góc s = 2 fs và tạo với trục thực một góc  = st. Trong đó fs là tần số mạch stator. Việc xây ựng vector được mô tả trong Hình 2.2. Hình 2.2: Thiết lập vector không gian từ các đại lượng pha [19, 20] Qua Hình 2.2 ta có thể thấy rằng các òng điện của từng pha chính là hình chiếu của vector mới thu được lên trục của cuộn ây pha tương ứng. Đối với các đại lượng như: điện áp, òng rotor, từ thông stator hoặc từ thông rotor của động cơ ta có thể xây ựng vector không gian tương tự như vectơ không gian òng stator. 2.1.1. Hệ trục tọa độ stator cố định (α, β) Vectơ không gian được định nghĩa như iểu thức (2.3) có thể được iểu iễn ằng cách sử ụng lý thuyết hệ trục tọa độ trực giao. Phần thực của vectơ không gian ằng thành phần òng stator ọc trục ( irect axis - isα) và phần ảo ằng thành phần òng stator ngang trục (qua rature axis - isβ). Hệ tọa độ này gọi là hệ tọa độ stator cố định (hệ tọa độ α, β). Vì vậy, vectơ không gian òng stator trong hệ qui chiếu tĩnh gắn với stator có thể được iểu iễn: i = i + ji (2.4) s sα sβ 6
17. Trong đó: i : vectơ không gian òng stator s isα, isβ: hình chiếu của trên trục (α, β) Hình 2.3: Biểu iễn òng điện stator ưới ạng vector không gian với các phần tử is và is thuộc hệ tọa độ stator cố định Bằng cách thực hiện tương tự như đối với vector òng stator, các vector điện áp stator u , dòng rotor i , từ thông stator  hoặc từ thông rotor  đều có thể được s r s r iểu iễn ởi các phần tử thuộc hệ tọa độ stator. [19, 20] 2.1.1.1. Chuyển hệ tọa độ (a, b, c ) (α, β) ( h p biến đổi Clark thuận) Trong máy điện a pha đối xứng, òng điện stator ọc trục và ngang trục là các thành phần òng ảo (2 pha ọc trục), có liên hệ với òng điện stator a pha thực như sau: 1 1 i k(i i i ) s sa 2 sb 2 sc (2.5) 3 i k (i i ) s sb sc 2 2 Với k là hằng số biến đổi (đối với phép biến đổi bảo toàn năng lượng k ). 3 Trong trường hợp này thành phần òng stator ọc trục trùng với trục cuộn ây pha u của động cơ nên isa = isα. 7
18. Nếu giả thuyết isa + isb + isc = 0, thành phần òng stator ngang trục có thể được biểu iễn ằng cách sử ụng hai pha của hệ a pha (ph p iến đổi Clark thuận): i i s sa 1 (2.6) is (isa 2isb ) 3 2.1.1.2. Chuyển hệ tọa độ (α, β) ( a, b, c) (ph p biến đổi Clark ngƣợc) Ph p iến đổi Clark ngược được sử ụng để chuyển hệ tọa độ từ (α, β) sang hệ tọa độ (a, b, c). Ph p iến đổi được thực hiện như sau: [2] isa is 1 3 isb is is (2.7) 2 2 1 3 isc is is 2 2 2.1.2. Hệ trục tọa độ quay (d, q) Trong mặt phẳng của hệ tọa độ (α, β), ta xây ựng một hệ tọa độ mới có trục hoành và trục tung q có chung điểm gốc với hệ tọa độ (α, β), nằm lệch đi một góc ds θs và quay với tốc độ 2 f . Khi đó sẽ tồn tại hai tọa độ cho một vector s s dt không gian tương ứng với hai hệ tọa độ này. Mối liên hệ giữa hai hệ tọa độ sẽ được mô tả ở Hình 2.4. Hình 2.4: Biểu iễn vectơ không gian trên hệ tọa độ từ thông rotor ( , q) 8
19. Do các vector i và  cũng như ản thân hệ tọa độ q quay đồng bộ với nhau s r với tốc độ góc s quanh điểm gốc, các phần tử vector như: isd, isq, là các đại lượng một chiều. Trong chế độ vận hành xác lập, các phần tử đó thậm chí có thể là không đổi. Trong quá trình quá độ, chúng có thể biến thiên theo một thuật toán điều khiển đã định trước. f Hơn nữa, trong hệ tọa độ dq, rq = 0 do vuông góc với vector  r (vector từ f   thông rotor quan sát trên hệ tọa độ dq trùng với trục d) nên r rd . 2.1.2.1. Chuyển hệ tọa độ (α, β) (d, q) (ph p biến đổi Park thuận) isd is .coss is .sins (2.8) i i .sin i .cos sq s s s s 2.1.2.2. Chuyển hệ tọa độ (d, q) (α, β) (ph p biến đổi Park ngƣợc) is isd .cos s isq.sin s (2.9) i i .sin i .cos s sd s sq s 2.2. Các phƣơng pháp điều khiển ĐCKĐB Trên thực tế, có nhiều phương pháp điều khiển tốc độ ĐCKĐB có thể chia làm hai loại: - Điều khiển vô hướng: + Điều khiển điện áp stator. + Điều khiển tần số. + Điều khiển điện trở rotor. - Điều khiển vector: + Điều khiển định hướng trường. + Điều khiển mô-men trực tiếp [6] . Trong chương này, tác giả chỉ giới thiệu sơ lược về nguyên tắc điều khiển chung của một vài phương pháp điều khiển ĐCKĐB đã và đang được sử dụng phổ biến trong những năm gần đây. 9
20. 2.2.1. hƣơng pháp điều khiển tuyến tính hóa vào ra (Input Output Linearization) [21] X t đối tượng điều khiển x f (x) g(x)u H: (2.10) y h(x) x, f(x), g(x) – các vector nx1 h(x) – một hàm vô hướng của vector x  Định nghĩa Đạo hàm Lie theo phương f(x) của hàm vô hướng h(x) là một vô hướng, ký hiệu Lfh(x), và được định nghĩa như sau: h L h x f x (2.11) f x Đạo hàm Lie bậc n được định nghĩa một cách đệ quy như sau:  L n 1 h x L n h x f f x (2.12) f x 0 với: L f h x h x (2.13)  L h x Ta cũng có: L L h x g f x (2.14) f g x  Luật điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa Ta có: h h h y x f x g x u L h x L h x u x x x f g nếu Lgh(x) = 0 y L f h x L h x L h x L h x y f x f f x f g x u x x x 2 Lf h x Lg Lf h x u 2 nếu LgLfh(x) = 0 y L f h x L2 h x L2 h x L2 h x y f x f f x f g x u x x x 10
21. 3 2 Lf h x Lg Lf h x u 2 3 nếu Lg L f h x = 0 y L f h x  Định nghĩa Hệ thống (2.10) có bậc tương đối p nếu và chỉ nếu hai điều kiện sau thỏa mãn 2 p 2 Lg h x Lg Lf h x Lg Lf h x Lg Lf h x 0 (2.15) p 1 và Lg L f h x 0 (2.16) Nếu (2.15) và (2.16) thỏa mãn, ta có p p p 1 y Lf h x Lg Lf h x u (2.17) Luật điều khiển tuyến tính hóa hệ thống (2.8) được xác định bởi p 1 1 p u Lg L f h x v Lf h x  (2.18) Thay u ở (2.18) vào (2.17) ta được hệ thống tuyến tính hóa y(p) = v (2.19) Hệ thống (2.19) có bậc bằng bậc tương đối p của hệ thống (2.10). Như vậy sau khi áp dụng luật điều khiển (2.18) ta có n - p biến trạng thái không quan sát được. Ta chỉ có thể áp dụng luật điều khiển (2.18) nếu các biến trạng thái này bị chặn trong quá trình làm việc của hệ thống.  Luật điều khiển tuyến tính Định nghĩa tín hiệu sai lệch: e(t) = r(t) - y(t) Để tín hiệu ra y(t) bám theo tín hiệu đặt r(t), xác định luật điều khiển v(t) sao cho phương trình vi phân sau có phương trình đặc trưng Hurwitz (p) (p-1) (p-2) e + a1e + a2e + + ap-1e = 0 Từ (2.19), ta có: p p 1 p 2 r v a1e a2e ap 1e 0 p p 1 p 2 v(t) r a1e a2e ap 1e Kết hợp với (2.18) ta được luật điều khiển tổng hợp sau: p 1 1 p p 1 p 2 p u Lg Lf h x r a1e a2e ap 1e Lf h x  11
22. S K L 0 0 2 1 5 4