Điều khiển động cơ không đồng bộ dùng phương pháp thiết kế backstepping

Nội dung text: Điều khiển động cơ không đồng bộ dùng phương pháp thiết kế backstepping

1. ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ DÙNG PHƯƠNG PHÁP THIẾT KẾ BACKSTEPPING Nguyễn Văn Bền 1 ; Dương Hoài Nghĩa 2 1 Trườ ng Đại học Sư Phạm Kỹ Thuật Vĩnh Long, Vĩnh Long. 2 Trườ ng Đại Học Bách Khoa, Đaị hoc̣ Quóc Gia TP Hồ Chí Minh; Tóm tắt: Dùng phương pháp thiết kế cuốn chiếu , bài báo trình bày quá trình thiết kế bộ điều khiển từ thông và tốc đô ̣ động cơ không đồng bộ. Phương pháp này dựa vào lý thuyết ổn định của Lyapunov và có thể sử duṇ g cho hê ̣thống phi tuyến. Các mô phỏng đươc̣ thưc̣ hiêṇ để kiểm tra tính ổn điṇ h và chất lươṇ g của hệ thống điều khiển trong các điều kiện làm việc khác nhau . Các kết quả so sánh với phương pháp điều khiển momen trưc̣ tiếp cũng đươc̣ trình bày. Abstract: Using the backstepping method, this paper describes the design of a speed and rotor flux controller for induction motor. The method is based on Lyapunov „s stability theory and can be used to cope with nonlinear systems. Simulation results are carried out to investigate the stability and the performance of the control system in different conditions. Comparison with the traditional direct torque control (DTC) method is also provided. Keywords : Induction Motor , Backstepping Design , Vector Control , MRAS Speed Estimator. I. GIỚI THIỆU phương pháp vào thiết kế bộ điều khiển cho động Động cơ không đồng bộ được ứng dụng rất cơ xoay chiều ba pha, một số đối tượng phi tuyến rộng rãi bởi nó có nhiều ưu điểm so với động cơ cho ta được những kết quả tin cậy và hiệu quả [6]. một chiều [1], [7]. Tuy nhiên do cấu trúc phi tuyến đa thông số, nên việc điều khiển động cơ không II. MÔ HÌNH ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ đồng bộ gặp nhiều khó khăn. BA PHA Những năm gần đây với sự phát triển Tâp̣ hơp̣ các phương trình điện áp và từ thông ta mạnh mẽ của khoa học kỹ thuật, công nghệ vi điện được một hệ phương trình mô tả đầy đủ phần hệ tử, khoa học máy tính, công nghệ bán dẫn công thống điêṇ của ĐCKĐB [5], [1]. di 1 1  1  1  1 suất và kỹ thuật điều khiển đã tạo ra sự chuyển s ( )i  /  / u dt T T s T r  r L s biến cơ bản trong hướng đi cho giải pháp tự động s r r s hóa công nghiệp, nhiều phương pháp điều khiển dis 1 1  1  / 1  / 1 ( )is  r  r us (1) hiện đại hiệu quả đã được đề xuất cho việc điều dt Ts Tr  Tr Ls khiển động cơ không đồng bộ như Backstepping, d / 1 1 r i  /  / tuyến tính hóa vào ra, điều khiển trượt [7] Đặc dt T s T r r r r biệt phương pháp điều khiển Backstepping là một / d r 1 / 1 / phương pháp tin cậy và hiệu quả để điều khiển các is  r  r dt T T hệ độngơ c không đồng bộ nhờ đó có thể thay thế r r dần động cơ một chiều [12]. di 1 1  1  1  1 Phương pháp Backstepping xuất hiện vào những sd ( )i  /  / u dt T T sd T rq  rq L sd năm cuối của thập kỷ 80, phương pháp s r r s Backstepping được đánh giá là công cụ thiết kế disq 1 1  1  / 1  / 1 ( )isq  rd  rq usq đầy triển vọng cho một số hệ thống phi tuyến. dt T T  T L Phương pháp dựa trên cách thiết kế từng bước bộ s r r s / điều khiển phản hồi thỏa mãn ổn định Lyapunov. d rd 1 1 / / isd  rd r rq Bằng việc sử dụng phương pháp thiết kế đệ qui để dt Tr Tr xây dựng hàm điều chỉnh, Backstepping cho phép / d rq 1 / 1 / xây dựng luật điều khiển phản hồi chế ngự được i    dt T sq r rd T rq tính phi tuyến của đối tượng. Việc áp dụng r r (2) 1
2. 2 Lm  1 hê ̣số tiêu tán tổng L L r s L T r hằng số thờ i gian roto r R r L T s hằng số thờ i gian stator s R s 3 L2 m m p ( / i  / i ) (3) M 2 L c r s r s r Hệ phương trình (1) và phương trình (2) là mô Hình 1 Biểu diễn quỹ đạo động của từ thông hình cơ đ iêṇ đầy đủ của ĐCKĐB trên hê ̣toạ đô ̣ αβ, dq. stator Tương ứng với hình 1, có thể lập bảng 1. Từ III PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN TRỰC bảng 1 có thể thấy trạng thái Vk TIẾP MOMEN (DTC). Bảng 1. Bảng chọn cho điều khiển trực tiếp mô men, với “k” là số sector 1) Nguyên lý DTC là phương pháp điều khiển trực tiếp từ Vec tơ điện áp Tăng Giảm thông và mômen. Hai đại lượng được đo là điện Từ thông stator Vk,Vk+1,V k-1 V k+2,Vk-2,Vk+3 áp và dòng điện stator. Điện áp đo là điện áp một Mô men Vk+1,V k+2 V k-1,Vk-2 chiều sau chỉnh lưu. Tín hiệu điện áp và dòng điện Bảng 2. Bảng chọn véctơ điện áp cho là đầu vào mô hình động cơ, để từ đó tính ra giá trị phương pháp điều khiển trực tiếp mô men của từ thông và mômen. Hai bộ so sánh mứcso sánh các giá trị này với các giá trị đầu ra của hai bộ điều khiển. Dựa vào đầu ra này, logic đóng mở xác định vị trí van đống mở tối ưu. Do đó, mỗi điện áp xung được xác định riêng rẽ. Vị trí van đóng mở làm thay đổi điện áp và dòng điện, nó lại ảnh hưởng tới momen và từ thông. Hệ thống không sử dụng cảm biến tốc độ. Tốc độ động cơ FI/FD:từ thông tăng/giảm, TD/=/I: mô men được tính toán bở một khâu gọi là mô hình động giảm/bằng/tăng, Sx: sector từ thông stator, Φ: sai cơ thích nghi. số độ lớn của từ thông stator,τ: sai số mô men. Các véc tơ điện áp được chọn dựa trên sai lệch từ thông stator và mô men điện từ với các giá 2) Kết quả mô phỏng trị đặt. Tuỳ thuộc vào trạng thái sai lệch củatừ Thông số động cơ: Rs = 1.177 Ω, Rr = 1.382 Ω, Ls 2 thông và mô men điện từ, một véc tơ điện áp tối = 0.119Ω, Lr = 0.118 Ω, J = 0.0126 (kg.m ), Lm = ưu đã định trước được chọn để điều chỉnh đại 0.113 (H), Wref = 150 (rad/s), Kp = 1 lượng về đúng với lượng đặt. Một biến tần ba pha - Trường hợp Tốc độ đặt Wref = 150 (rad/s), mô đơn giản có thể cung cấp 8 véc tơ điện áp chuẩn, men đặt TL = 3.5 (N.m) trong đó có 2 véc tơ module 0 và 6 véc tơ module khác 0. 2
3. 160 450 400 140 Toc do dat Toc do dat Toc do dap ung 350 Toc do dap ung 120 300 100 250 80 200 Wref W(rad/s) Wref Wref W(rad/s) Wref 60 150 100 40 50 20 0 0 -50 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 time (s) time (s) Hình 5. Đồ thị tốc độ (DTC, Wref = 400, TL = 10) Hình 2. Đồ thị tốc độ động cơ (DTC, Wref = 150, TL = 3.5) 60 60 Momen dat Momen dat Momen dap ung Momen dap ung 40 40 20 20 0 MLref MLref ML (Nm) 0 -20 MLref MLref ML (Nm) -40 -20 -60 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 -40 time (s) Hình 3. Đồ thị momen (DTC, Wref = 150, TL = 3.5) -60 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 time (s) 1.2 Tu thong dat Tu thong dap ung Hình 6. Đồ thị momen (DTC, Wref = 400, TL = 10) 1 1.2 Tu thong dat 0.8 Tu thong dap ung 1 0.6 Firef Firef Fi (Webe) 0.8 0.4 0.6 0.2 Firef Firef Fi (Webe) 0.4 0 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 time (s) 0.2 Hình 4. Đồ thị từ thông (DTC, Wref = 150, TL = 3.5) - Trường hợp Tốc độ đặt Wref = 400 0 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 (rad/s), mô men đặt TL = 10 (N.m) time (s) Hình 7. Đồ thị từ thông (DTC, Wref = 400, TL = 10) - Trường hợp đảo chiều quay với tốc độ đặt Wref = 400 (rad/s) 3
4. Toc do dat  400 e1  ref (5) Toc do dap ung 300 ' e3   200 ref rd 100 ' Thay giá trị  rq 0 vào phương trình ta có: 0 Wref W(rad/s) Wref ' P -100  i T e1  ref rd sq L J (6) -200 1 1 ' -300 e3  ref isd  rd Tr Tr -400 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 time (s) Mục tiêu điều khiển là từ thông và tốc độ Hình 8. Đồ thị tốc độ (DTC, Wref = 400, đảo chiều) phải bám theo giá trị đặt, nghĩa là dần về 0. Từ hệ phương trình (6) xem Kết quả mô phỏng cho thấy - Bộ điều khiển thực hiện tốt các yêu cầu của ' 1 ( rdisq)và( isd ) là hai tín hiệu điều khiển điều khiển. Tr - Động cơ vẫn giữ tốt giá trị tốc độ, từ thông khi tải thay đổi. ảo, điều khiển giá trị . - Khi đảo chiều thì giá trị tốc độ, từ thông vẫn Xét hàm Lyapunov sau: ổn định. 1 2 1 2 Ưu điểm: V e1 e3 0 (7) - Đáp ứng nhanh momen. 2 2 - Ít phụ thuộc vào tham số động cơ Để hệ ổn định thì V 0 Nhược điểm: Lấy đạo hàm phương trình (7) ta được: - Yêu cầu bộ ước lượng từ thông và momen. (8) - Thay đổi tần số chuyển mạch. V e1 e1 e3 e3 - Độ đập mạch momen cao. Thay các giá trị vào phương trình (8): - Dòng khởi động không tốt. k e2 k e 2 e( k e  ' i V 1 1 3 3 1 1 1  ref rd sq (9) IV PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN P 11 T)() e k e  i ' BACKSTEPPING. LJTT3 3 3 ref sd rd Phương pháp Backstepping xuất hiện vào rr Ta thấy rằng để phương trình thỏa mãn định khoảng đầu những năm 90, được đánh giá như một phương pháp thiết kế bộ điều khiển nhiều lý ổn định Lyapunov thì V phải xác định âm. triển vọng cho đối tượng phi tuyến. Dựa trên cách k ,k 0 tính toán đệ qui, phương pháp cho phép tính dần Khi đó: 1 3 và hàm điều khiển Lyapunov (clf-control Lyapunov P k e  ' i T 0 function). 1 1  ref rd sq L J 1 1 1) Nguyên lý k e  i  ' 0 3 3 ref T sd T rd r r (10) Gọi ref , ref lần lượt là giá trị tốc độ P k e T và từ thông mong muốn. Ta định nghĩa hai giá trị 1 1 ref L  J ' ( rdisq )ref e1,e3 là sai số giữa giá trị tốc độ, từ thông đặt và  (11) giá trị ước lượng. 1 ' 1 k3e3  ref  rd ( isd )ref Tr Tr e1 ref  ' (4) e3  ref  rd Lấy đạo hàm hệ phương trình (4) ta được: 4
5. Ta thiết kế bộ điều khiển sau cho giá Ta chọn hàm Lyapunov như sau: 1 1 V (e2 e2 e2 e2 ) 0 (17) ' ( i ) 2 1 2 3 4 trị ( rdisq ) , sd bám theo các giá trị 2 Tr Lấy đạo hàm phương trình (17) ta được: 1 ( ' i ) ( i ) rd sq ref , sd ref V 2 e1 e1 e2 e2 e3 e3 e4 e4 (18) Tr Đặt: ' ' Thay e1 ,e2 ,e3 ,e4 vào phương trình (18) e2  rdisq  rdisq ref ta được: 1 1 (12) 2 2 2 2 V 2 k1e1 k3e3 k2e2 k4e4 e4 isd isd T T r ref r 1 ' (19) e2 (e1 2 k2e2 usd rd ) Ls Lấy đạo hàm các giá trị e2 , e4 từ hệ 1 1 phương trình 12( ) ta được: e4 (4 k4e4 e3 usd ) Ls Tr ' k1 1 ' e2 (e k e )  i  isq 2 1 1  ref rd sq rd Để hệ ổn định theo Lyapunov thì V 2 0 .   (13) Để có được điều đó thì: ' 1 1 1 ' e4 k (e k e )   isd e  k e u  0 3 4 3 3 ref rd 1 2 2 2 L sd rd Tr Tr s (20) Để biểu thức đơn giản hơn ta đặt: 1 1 4 k4e4 e3 usd 0 L T k 1 1 1 s r  1 (e k e ) i i  / i 2 2 1 1 ref sd sq rd sq (e  k e )  k e e    T T 1 2 2 2 u & 4 4 4 3 u r r 1 sd 1 1 sd  ' (21) 1 1  L rd L T   / i ( )i  '  i  ' s s r r rq sq sd rd s sq rd (14) Ts Tr Đến đây ta đã xây dựng được luật điều khiển để 1  1  / ' / ' tốc độ và từ thông động cơ bám theo giá trị tốc độ rq rd  rq rd Tr  và từ thông đặt. 1 2 1 2 / 4 k3 (e4 k3e3 )  ref ( ) isd ( )  rd 2) Kết quả mô phỏng T T r r Thông số động cơ: Rs = 1.177 Ω, Rr = 1.382 Ω, Ls 2 1 1 1  1 1 = 0.119Ω, Lr = 0.118 Ω, J = 0.0126 (kg.m ), Lm =   / ( ) i  i T r rq T T T sd T s sq (15) 0.113 (H), Wref = 150 (rad/s), Kp = 0.005, Ki = r s r r r 470, Kd = 0, K1 = 123, K2 = 100, K3 = 1000, K4 1  1 / 1  1 / = 1050. rq  rq T T  T - Trường hợp Tốc độ đặt Wref = 150 r r r (rad/s), mô men đặt T = 3.5 (N.m) L 200 Lúc đó hệ phương trình (13) trở thành: 150 1 Toc do dat ' 100 e2 2 usd rd Toc do dap ung Ls 50 (16) W(rad/s) Wref 1 1 0 4 e 4 usd -50 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 Ls Tr time (s) Hình 9. Đồ thị tốc độ (Backstepping, W = 150, T = 3.5) Đến đây ta xác định hàm Lyapunov để ổn ref L định cả hệ thống, bao gồm cả hai biến e2,e4 . 5
6. 30 - Động cơ vẫn giữ tốt giá trị tốc độ, từ thông Momen dat 20 Momen dap ung và momen khi tải thay đổi. - Khi đảo chiều thì giá trị tốc độ, từ thông và 10 momen vẫn ổn định. 0 MLref MLref ML (Nm) -10 V. KẾT LUẬN -20 Bài báo này trình bày phương pháp thiết -30 kế Backstepping điều khiển động cơ không đồng 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 time (s) bộ ba pha. Backstepping cho phép xây dựng luật Hình 10. Đồ thị momen (Backstepping, Wref = 150, TL = 3.5) điều khiển phản hồi chế ngự được tính phi tuyến - Trường hợp Tốc độ đặt Wref = 400 của đối tượng. (rad/s), mô men đặt TL = 10 (N.m) Qua các kết quả mô phỏng từ đơn giản đến 500 Toc do dat phức tạp, cả hai hệ thống đều đáp ứng tốt các yêu 400 Toc do dap ung cầu và thể hiện một số ưu điểm riêng. - Tốc độ, momen và từ thông của động cơ 300 đáp ứng nhanh, vọt lố ít, ít dao động. 200 - Việc đóng tải không gây ảnh hưởng đáng Wref W(rad/s) Wref 100 kể đến tốc độ, momen và từ thông của động cơ. - Việc thay đổi tốc độ không ảnh hưởng đến 0 từ thông, momen động cơ. 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 time (s) - Đáp ứng từ thông và moment được ước Hình 11. Đồ thị tốc độ (Backstepping, Wref = 400, TL = 10) lượng bằng “bộ ước lượng MRAS”. 30 Momen dat TÀI LIỆU THAM KHẢO 20 Momen dap ung [1] Dương Hoài Nghĩa. Các phương pháp điều 10 khiển phi tuyến điều khiển động cơ không đồng bộ. Đại Học Quốc Gia TP Hồ Chí Minh. 2008 0 [2] Dương Hoài Nghĩa. Điều khiển hệ thống đa biến. Nhà xuất bản Đại Học Quốc Gia Thành Phố MLref MLref ML (Nm) -10 Hồ Chí Minh. 2007 -20 [3] Nguyễn Phùng Quang. Matlab& Simulink. NXBKHKT Hà Nội 2008 -30 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 [4] Nguyễn Phùng Quang and Jora-Andreas time (s) Dittrich. Vector control of three-phase AC Hình 12. Đồ thị momen (Backstepping, Wref = 150, TL = 3.5) - Trường hợp đảo chiều động cơ với tốc độ machines. Springer, Power Systems ISSN 1612- 1287 đặt Wref = 400 (rad/s), [5] Nguyễn Phùng Quang, Andreas Dittrich. 500 Toc do dat 400 Toc do dap ung Truyền động điện thông minh. NXB KH và KT, 300 Hà Nội.2002 200 [6] Nguyễn Phùng Quang; Lê Anh Tuấn. 100 Perpective of using the backstepping method to 0 Wref W(rad/s) Wref design the nolinear control for aquirel-cage -100 -200 induction. Đại Học Bách Khoa Hà Nội -300 [7] Nguyễn Phùng Quang. Điều khiển tự động -400 truyền động điện xoay chiều ba pha. Nhà xuất bản -500 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 time (s) Giáo dục. 1996 [8] Phan Quốc Dũng, Tô Hữu Phúc. Truyền động Hình 13. Đồ thị tốc độ (Backstepping, Wref = 150, TL = 3.5) => Kết quả mô phỏng cho thấy điện. Nhà xuất bản Đại Học Quốc Gia TP Hồ Chí - Bộ điều khiển thực hiện tốt các yêucầu Minh. 2008 của điều khiển. 6
7. [9] Nguyễn Phùng Quang. Matlab& Simulink [20] Mostafa.A. Fellani, Daw.E. Ebaid. dành cho kỹ thuật điều khiển tự động. Nhà xuất Matlab/Simulink-Based transient stability bản Khoa Học và Kỹ Thuật. 2004 analaysis of a sensorless synchronous reluctance [10] Dương Hoài Nghĩa, Đổ Thị Hồng Thắm. Motor. World Academy of Science, Engineering Sliding mode control of induction motor. and Technology 68. 2010. International Symposium on Electrical& [21] Shady M. Gadoue, Ayman S. Abdel- Electronics Engineering. 2007 Khalik.Speed estimation performance for [11] Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn, Phạm multiphase induction machines under fault Quốc Hải, Dương Văn Nghi. Tự động điều chỉnh conditions. Proceeding of the 14th international truyền động điện. NXB KH và KT, Hà Nội. middle east power systems conference (MEPCON [12] C.M. Kwan and F. L. Lewis. Robust 10), Cairo University, Egypt. December 19-21, backstepping control of induction motors using 2010. neural networks. NSF grant IRI-9216545 [13] O. Benzineb, H. Salhi, M. Tadjine, M. S. Boucherit, M.E.H Benbouzid.“A PI/Backstepping approach for induction motor drives robust control”, Hal-00526614, version 1 – 15 Oct 2010 [14] F. Mehazzem, A. Reama, H. Benalla. Sensorless nonlinear adaptive backstepping control of induction motor. ICGST-ACSE Journal, ISSN 1687-4811, Volume 8, Issue III, January 2009. [15] Ismail Khalil Bousserhane, AbdeldjabbarHazzab, MostefaRahli, MokhtarKamli, BenyounesMazari. Direct field- oriented control using backsteppingstratery with fuzzy rotor resistance estimator for induction motor speed control. ISSN 1392-124X information technology and control, 2006, vol.35, No.4 [16] C.Shauder. Adaptive speed identification for vector control for induction motor without rotational transducers. IEEE Trans. Ind. Application, Vol. 28, No.5, pp. 1054-1061. Sept/Oct, 1992. [17] S.Mezian, R.Toufouti, H.Benalla. MRAS based Speed control of sensorless induction motor driver. ICRST-ACSE Journal, Volume 7, ISSue 1. May 2007. [18] H.T.Lee, L.C.Fu and F.L.Lian. Sensorless adaptive backstepping speed control of induction motor. Proceeding of the 45th IEEE Conference on Decision & Control, San Diego, CA, USA. December 13-15, 2006. [19] A. Belhani, K. Belarbi and F. Mehazzem. Design of multivariablebackstepping speed controller using genetic algorithms. ICGST Conference on Automatic Control and system engineering, (ACSE, 05), Cairo, Egypt. 19-21 Dec. 2005. 7
8. BÀI BÁO KHOA HỌC THỰC HIỆN CÔNG BỐ THEO QUY CHẾ ĐÀO TẠO THẠC SỸ Bài báo khoa học của học viên có xác nhận và đề xuất cho đăng của Giảng viên hướng dẫn Bản tiếng Việt ©, TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT TP. HỒ CHÍ MINH và TÁC GIẢ Bản quyền tác phẩm đã được bảo hộ bởi Luật xuất bản và Luật Sở hữu trí tuệ Việt Nam. Nghiêm cấm mọi hình thức xuất bản, sao chụp, phát tán nội dung khi chưa có sự đồng ý của tác giả và Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP. Hồ Chí Minh. ĐỂ CÓ BÀI BÁO KHOA HỌC TỐT, CẦN CHUNG TAY BẢO VỆ TÁC QUYỀN! Thực hiện theo MTCL & KHTHMTCL Năm học 2016-2017 của Thư viện Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp. Hồ Chí Minh.