Điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha dù ng phương pháp tuyến tính hóa vào ra

Nội dung text: Điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha dù ng phương pháp tuyến tính hóa vào ra

1. Bài báo khoa học ĐIỀ U KHIỂ N ĐÔṆ G CƠ KHÔNG ĐỒ NG BÔ ̣ BA PHA DÙ NG PHƢƠNG PHÁ P TUYẾ N TÍNH HÓ A VÀ O RA 1 2 KS. Huỳnh Thanh Tường , PGS.TS. Dương Hoài Nghiã 1 Khoa Điêṇ – Điêṇ Tử , Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp. HCM 2 Trường Đại học Bách Khoa, Đại học Quốc Gia Tp.HCM TÓM TẮT Động cơ không đồng bộ ba pha được sử dụng rộng rãi trong công nghiệp vì các ưu điểm như cấu tạo đơn giản, chắc chắn, vận hành tin cậy, ít bảo trì sữa chữa, giá thành thấp, hiệu suất cao Tuy nhiên, việc điều khiển động cơ không đồng bộ là một vấn đề khó khăn, phức tạp do tính phi tuyến của mô hình động cơ. Bài báo nầy ứng dụng kỹ thuật điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa (Feedback Linearization Control – FLC) và phương pháp điều khiển gán cực để thiết kế hệ thống điều khiển từ thông và tốc độ động cơ không đồng bộ ba pha, trong đó từ thông và moment được ước lượng từ các giá trị dòng và áp của động cơ. Thông qua mô phỏng, hệ thống điều khiển (FLC) được so sánh với hệ thống điều khiển định hướng từ thông rotor (FOC). ABSTRACT Three-phase induction motor is the main equipment in AC drives because of the advantages such as simple structure, solid, reliable operation, low maintenance repairs, low-cost, high performance However, the control of induction motor is a difficult and complicated problem because of its strong nonlinearty. This paper apply the feedback linearization control technique (FLC) and the pole assigment method to design a speed and flux controller for induction motors. The torque and the flux are estimated from measurement of voltages and currents of the motor. A comparative study between the proposed method (FLC) and the traditional (FOC) method is conducted by simulation. I. Đặt vấn đề Cùng với sự phát triển ngày càng lớn khắc phục. Động cơ tuyến tính hiện nay mạnh của các ngành công nghiệp, đặc biệt là được xem là công nghệ mới. ngành điều khiển tự động, yêu cầu chất Với những ưu điểm của mình động cơ lượng đối với các loại máy móc ngày càng tuyến tính đang được xem là một trong cao: cơ cấu máy móc đòi hỏi phải đạt độ những giải pháp cho những vấn đề đã nêu ở nhanh, nhạy, chính xác cao, năng lượng phải trên. Một số ưu điểm nổi bật của động cơ được sử dụng có hiệu quả. tuyến tính: Tốc độ cao,độ chính xác cao, đáp Động cơ tuyến tính (linear motor) chính ứng nhanh, độ bền cơ học cao. thức được công nhận từ những năm 1970 Ngày nay, cùng với sự phát triển mạnh tuy nhiên chúng không được sử dụng rộng mẽ của lý thuyết điều khiển tự động, kỹ rãi bởi vì có những khó khăn mà chúng thuật điều khiển động cơ không đồng bộ mang lại: khó điều khiển và chất lượng thấp. cũng thay đổi nhanh chóng. Trong lý thuyết Tuy nhiên, cùng với sự phát triển mạnh mẽ điều khiển hiện đại, động cơ không đồng bộ của công nghệ chế tạo các thiết bị bán dẫn ba pha được xem là một đối tượng phi tuyến công suất và các bộ vi xử lý có khả năng xử (vì mô hình toán học của động cơ không lý mạnh mẽ, những khó khăn đó đã được đồng bộ được mô tả bằng các phương trình vi phân bậc cao). Để điều khiển động cơ một 1
2. Bài báo khoa học cách chính xác, ta phải áp dụng các phương Rs: điện trở cuộn dây stator pháp điều khiển phi tuyến như: điều khiển Rr: điện trở rotor qui đổi về stator hồi tiếp tuyến tính hóa (Feedback Lm: hỗ cảm giữa stator và rotor linearization control - FLC), điều khiển trượt L s : điện kháng tản cuộn dây stator (sliding mode control - SMC), điều khiển L : điện kháng tản cuộn dây rotor qui đổi thụ động (passive control), điều khiển thích  r nghi (adaptive control) để tác động lên về stator p: số đôi cực của động cơ mô hình toán học của động cơ. 2 Trong luận văn này, phương pháp hồi J: moment quán tính cơ (kg.m ) tiếp tuyến tính hóa được sử dụng để tiếp cận Các thông số định nghĩa thêm: mô hình toán học của động cơ. Mục đích Ls = Lm + điện cảm stator chính của phương pháp này là tiến hành đổi Lr = Lm + điện cảm rotor biến điều khiển sao cho ngõ ra tuyến tính L T s hằng số thời gian stator với biến điều khiển mới. s Rs II. Mô hiǹ h đôṇ g cơ không đồ ng bô ̣ba L T r hằng số thời gian rotor pha r Rr Động cơ không đồng bộ được mô tả bởi 2 Lm hệ số từ tản tổng một hệ phương trình vi phân bậc cao. Với  1 Ls Lr cấu trúc phân bố các cuộn dây phức tạp về Tsamp chu kỳ lấy mẫu mặt không gian và các mạch từ móc vòng ta Chữ thường: đại lượng tức thời, biến thiên phải chấp nhận một số các điều kiện sau đây theo thời gian khi mô hình hóa động cơ. Chữ hoa: đại lượng vector, module vector, Bỏ qua các tổn hao trong lõi sắt từ, độ lớn. (2.4.27) không xét tới ảnh hưởng của tần số và thay Từ hệ qui chiếu rotor quy về hệ qui chiếu đổi của nhiệt độ đối với điện trở, điện cảm stator theo các phương trình: tới các cuộn dây. r s j Bỏ qua bão hòa mạch từ, tự cảm và hỗ ir ir e (2.1) cảm của mỗi cuộn dây được coi là tuyến r s j tính. Dòng từ hóa và từ trường được phân bố  r  r e (2.2) hình sin trên bề mặt khe từ. Từ hai phương trình trên ta có : 2.2. Xây dựng mô hình động cơ KĐB ba pha d s Ta thống nhất một số qui ước cho các s r s 0 Rr ir j r (2.3) ký hiệu cho các đại lượng và các thông số dt của động cơ. Vậy từ các phương trình trên ta có hệ phương trình: s s s d s u s R . i s (2.4a) s. dt (2.4b) s s s  s Ls is Lm ir (2.4c) Hình 2.1: Mô hình đơn giản của động cơ  s L is L is (2.4d) KĐB ba pha r m s r r 3 3 Các thông số của động cơ không đồng bộ ba Te p( s is ) p( r ir ) (2.4e) pha: 2 2 2
3. Bài báo khoa học J d 3 Lm Te TL (2.4f) T p ( i  i ) (2.13) p dt e r s r s 2 Lr Để xác định dòng điện stator và từ thông III. Điều khiển điṇ h hƣớ ng tƣ̀ thông rotor rotor, từ pt (2.4c) và pt (2.4d) có: 3.1. Điều khiển định hướng từ thông rotor 1 động cơ không đồng bộ (FOC-Flux Oriented is  s L is (2.5) r r m s Control) Lr Phương pháp điều khiển gián tiếp: L s s m s s trong phương pháp điều khiển gián tiếp thì  s Ls is  r Lm is (2.6) Lr góc θ được tính toán dựa trên tốc độ trượt và Thay (2.5), (2.6) vào (2.4a, b), thông tin về tốc độ động cơ. Ta thấy đặc tính Phương trình (2.4a, b) trở thành: của hệ thống phụ thuộc rất nhiều vào việc s s xác định chính xác các thông số động cơ. s s d i s Lm d s Phương pháp này nhìn chung đơn giản hơn u s Rs i s Ls (2.7) dt Lr dt phương pháp trực tiếp. 3.2. Kết quả mô phỏng FOC L 1 d s m s s r 0 is j  r (2.8) 3.2.1.Từ thông của đôṇ g cơ: Tr Tr dt 1.5 Tu thong dat Suy ra Tu thong dap ung s d L 1 1 r m s s is j  r (2.9) dt Tr Tr Firef Fi (Webe) 0.5 Thay (2.7) vào (2.9) s 0 d i 1 1  1  1 1 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 s s s s (2.10) time (s) is j  r us dt Ts Tr Lm Tr Ls Hình 3.1. Từ thông của đôṇ g cơ (2.11) 3.2.2. Tốc đô ̣của đôṇ g cơ: 160 Toc do dat Toc do dap ung Chuyển sang dạng các thành phần của 140 120 vector trên hai trục tọa độ: 100 80 Wref W(rad/s) Wref 60 d is 1 1  1  1  1 40 is  r  r us dt Ts Tr Tr Lm Lm Ls 20 0 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 time (s) d i 1 1  1  1  1 s (2.12) is  r  r us Hình 3.2. Tốc đô ̣của đôṇ g cơ dt Ts Tr Tr Lm Lm Ls 3.2.3. Moment của đôṇ g cơ: d r Lm 1 5 is  r  r Momen dat dt T T 4.5 Momen dap ung r r 4 3.5 3 d r Lm 1 2.5 MLref MLref ML (Nm) 2 is  r  r dt T T 1.5 r r 1 0.5 0 Thay các thành phần của vector từ thông 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 time (s) rotor và dòng stator ta được: Hình 3.3. Moment của đôṇ g cơ 3
4. Bài báo khoa học 3.2.4. Dòng điện ba pha của động cơ: dh1 (x) L f h1 (x) Lg1h1 (x).us Lg 2h1 (x).us 50 dt Dong dien Ia 40 Dong dien Ib Dong dien Ic 30 Vớ i: 20 10 1 0 us . A22. ( B1  1 ) A12.( B2  2 ) Iabc (A) -10 A11.A22 A12.A21 -20 1 -30 us . A21.( B1  1 ) A11.( B2  2 ) -40 A11.A22 A12.A21 -50 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 time (s) Thay us ,us , L f h1 (x), Lg1h1 (x), Lg2h1 (x) Hình 3.4. Dòng điện ba pha của động cơ vào biểu thức trên, ta đươc̣ : VI. Điều khiển tuyến tính hó a đ ộng cơ không đồng bô ̣ dh (x) Vâỵ : 1  4.1. Áp dụng điều khiển tuyến tính hóa dt 1 1 m Từ u (m 1)  Lf h(x), ta có luâṭ Đaọ hàm ngõ ra thứ hai: Lg Lf h(x) Từ biểu thứ c, ta có: điều khiển tuyến tính hóa như sau: dh (x) 2 L2 h (x) L L h (x).u L L h (x).u us L f h1 (x)  1 f 2 g1 f 2 s g 2 f 2 s D 1 (x). dt u 2 s L f h2 (x)  2 Vớ i: 1 B1  1 D (x). B2  2 2 Vớ i: B1 L f h1 (x) , B2 L f h2 (x) 1 1 A22 A12 Ta có: D (x) det(D) A A 21 11 2 Thay , , L f h2 (x), Lg1L f h2 (x), Lg2 L f h2 (x) 1 1 Vớ i: vào biểu thức trên, ta đươc̣ : det(D) A11.A22 A12.A21 dh (x) Vâỵ ta đươc̣ : Vâỵ : 2  dt 2 us 1 A22 A12 B1  1 . . (1) (1) u s A11.A22 A12.A21 A21 A11 B2  2 h1 T  1 Cuối cùng ta có: (4.1) 1 A22. ( B1  1 ) A12.( B2  2 ) (2) (2) . h2   2 A11.A22 A12.A21 A21.( B1  1 ) A11.( B2  2 ) Nhâṇ xét : A11.A22 A12.A21 0 các tín Bô ̣điều khiển moment (T) và từ thông ψ bám theo tín hiệu đặt T ref và ψref, ta có luâṭ hiêụ điều khiển us , us là các tín hiệu điều khiển tuyến tính hóa như sau: thưc̣ .  k (T T ) T (1) Đaọ hàm ngõ ra thứ nhất: 1 a ref ref (4.2)  k (  ) k ( (1)  (1) )  (2) Từ biểu thứ c: 2 b1 ref b2 ref ref 4
5. Bài báo khoa học Các hệ số k được chọn sao cho phương trì nh 30 20 đăṭ trưng có tất cả các nghiêṃ vớ i phần thưc̣ 10 0 -10 âm để các sai số: Iuvw (A) -20 -30 eT (T Tref ) 0 khi t -40 e (  ref ) 0 -50 0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 time (s) Moment đăṭ (Tref) đươc̣ tính từ tốc đô ̣đăṭ và Hình 4.4. Dòng điện ba pha của động cơ tốc đô ̣hồi tiếp thông qua khâu PI (khâu tích V. So sá nh kết quả mô phỏng phân – tỉ lệ) như sau: 5.1. So sánh từ thông đôṇ g cơ t T k . k ( ( ))d (4.3) Nhâṇ xét: Từ thông của cả hai phương pháp ref p i ref 0 đều đáp ứng nhanh , không voṭ lố , không có 4.2. Kết quả mô phỏng FLC sai số tiñ h ở cả hai chế đô ̣quay của đôṇ g cơ. 4.2.1. Từ thông của đôṇ g cơ: 5.2. So sánh tốc đô ̣đôṇ g cơ 1.4 1.2 Nhâṇ xét : Tốc đô ̣của cả hai phương pháp 1 0.8 đều đáp ứng nhanh , không voṭ lố , không có 0.6 Fref Fref Fi (webe) 0.4 sai số tiñ h ở cả hai chế đô ̣quay của đôṇ g cơ. 0.2 0 0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 time (s) 5.3. So sánh moment đôṇ g cơ Hình 4.1. Từ thông của đôṇ g cơ Nhâṇ xét : Moment đôṇ g cơ của phương 4.2.2. Tốc đô ̣của đôṇ g cơ: pháp FLC có đáp ứng tốt (bám nhanh theo 150 giá trị đặt, biên đô ̣dao đôṇ g nhỏ và ít bi ̣ảnh hưở ng bở i tốc đô ̣đôṇ g cơ ) ở cả hai chế độ 100 quay cua đôṇ g cơ. Wref W (rad/s) Wref ̉ 50 5.4. So sánh dòng điêṇ các pha đôṇ g cơ 0 0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 time (s) Nhâṇ xét: Dòng điện khởi động động cơ của Hình 4.2. Tốc đô ̣của đôṇ g cơ phương pháp FLC bằng 2 lần dòng xác lâp̣ , 4.2.3. Moment của đôṇ g cơ: không bi ̣ảnh hưở ng bở i tốc đô ̣đôṇ g cơ và 4 sư ̣ thay đổi của tải (điṇ h mứ c). 3.5 3 2.5 VI. Kết luận 2 1.5 6.1. Qua kết quả mô phỏng trên Mref Mref ML (N.m) 1 Simulink/Matlab cho thấy phương pháp này 0.5 0 đaṭ yêu cầu. -0.5 0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 time (s) Tốc độ và từ thông của động cơ đáp ứng nhanh, không vọt lố, không dao động. Hình 4.3. Moment của đôṇ g cơ Moment động cơ bám khá sát giá trị đặt. 4.2.4. Dòng điện ba pha của động cơ: 5
6. Bài báo khoa học Dòng điện khởi động bằng hai lần dòng Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, November 2 - 6, 2004. xác lập. [6] LiuKou Road, Yangliuqing Town, Khi tăng moment tải, dòng điện ba pha Xiqing District, Tianjin “Design and Simulation of PMSM Feedback Linearzation động cơ tăng. Contronl System”, e-ISSN: 2087-278X, 6.2. Hướng phát triển của đề tài: Vol.11, No.3, March 2013. Thực hiện trên hệ thực. [7] T.S Kwon, M.H. Shin, D.S.Hyun, “Speed Sensorless Flux_Oriented Control Sử dụng các bộ điều khiển PI mờ thay of Induction Motor in the Field weaking cho các vòng điều khiển tuyến tính của Region Using Luenberger Observer”, IEEE Transactions on Industrial phương pháp điều khiển tuyến tính hóa động Electronics, vol 20, no 4, July 2005. cơ. [8] Meziane.Salima, Toufouti.Riad, Benalla.Hocine “ Applied Input-Output TÀI LIỆU THAM KHẢO Linearizing Control For Hight-Performance [1] Nguyễn Phùng Quang, “Điều khiể n tư ̣ Induction Motor”, 2008 Jatit. đôṇ g truyền đôṇ g điêṇ xoay chiều ba pha ”, [9] Alan Mullane, G. Lightbody and R. nhà xuất bản giáo dục, 1996. Yacamini “Comparison Of Cascade and [2] Dương Hoài Nghiã , “Các phương pháp Feedback Linearisation Scheme For DC điều khiển phi tuyến điều khiển đôṇ g cơ Link Voltage Control in a Grid Connected không đồng bô ̣ ”, Báo cáo tổng kết đề tài Wind Turbine”, Rev. Energ. Ren. : Power nghiên cứ u khoa hoc̣ cấp bô ̣ 2008. Engineering (2011). [3] Nguyễn Phùng Quang, “Matlab & [10] Kanungo Barada Mohanty, Madhu Simulink”, NXB Khoa hoc̣ và kỹ thuâṭ Hà Singh, “Feedback Linearizing Control of Nội 2008. Induction Motor Drive by P-I Controlers in [4] Trần Công Binh, “Hệ Thống Điều RTDS Environment”, Vol. 1, no. 4, Khiển Số”, NXB Đại Học Bách Khoa December 2013. TP.HCM, 2007. Internet [5] Rachid Beguenane, Mohand A. Ouhrouche, Andrzej M. Trzynadlowski, “Stator Resistance Tuning in an Adaptive Direct Field-Orientation Induction Motor Drive at Low Speeds”, The 30th Annual Học viên Huỳnh Thanh Tường đã hoàn thành luận văn thạc sĩ. Cán bộ hướng dẫn PGS.TS. Dương Hoài Nghiã đồng ý cho đăng bài báo này. Tp.HCM, ngày 9 tháng 5 năm 2015 Cán bộ hướng dẫn 6
7. BÀI BÁO KHOA HỌC THỰC HIỆN CÔNG BỐ THEO QUY CHẾ ĐÀO TẠO THẠC SỸ Bài báo khoa học của học viên có xác nhận và đề xuất cho đăng của Giảng viên hướng dẫn Bản tiếng Việt ©, TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT TP. HỒ CHÍ MINH và TÁC GIẢ Bản quyền tác phẩm đã được bảo hộ bởi Luật xuất bản và Luật Sở hữu trí tuệ Việt Nam. Nghiêm cấm mọi hình thức xuất bản, sao chụp, phát tán nội dung khi chưa có sự đồng ý của tác giả và Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP. Hồ Chí Minh. ĐỂ CÓ BÀI BÁO KHOA HỌC TỐT, CẦN CHUNG TAY BẢO VỆ TÁC QUYỀN! Thực hiện theo MTCL & KHTHMTCL Năm học 2016-2017 của Thư viện Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp. Hồ Chí Minh.