Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC

Nội dung text: Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC

1. Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC Balancing Capacitor Voltage in Three-Level NPC Converter Nguyễn Minh Tâm1 Đỗ Đức Trí1 Hứa Duy Tiến1 Trương Thị Bích Ngà2 1 Phòng TN D405-Khoa Điện-Điện tử -Trường ĐH Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM TÓM TẮT Bài báo này giới thiệu nghịch lưu 3 pha 3 bậc NPC cân bằng điện áp trên tụ. Mục tiêu của bài báo cân bằng điện áp dc-link trên tụ điện. khi điện áp trên tụ khác biệt cần được ổn định ở mức không để không mất cân bằng xuất hiện trong hệ thống, sự mất cân bằng điện áp trên tụ sẽ gây ra sóng hài bậc thấp không mong muốn, mặt khác khi điện áp trên tụ được cân bằng, điện áp pha tâm nguồn DC sẽ có chất lượng điện áp tốt hơn so với khi sử dụng cấu hình nghịch lưu chưa cân bằng. bài báo này sử dụng phương pháp xét chiều dòng điện trên tụ, sau đó điều khiển lại các khóa sao cho điện áp trên hai tụ cân bằng. Kết quả của bài báo được kiểm chứng qua mô phỏng và thực nghiệm. Từ khóa: Nghịch lưu NPC, offset, chỉ số điều chế, THD, ba bậc. ABSTRACT This paper presented a control method for balancing capacitor voltage of three-level neutral-point-diode-clamped (NPC) converter. Modulation signals per phase, and it is called double-signal pulsewidth modulation. It completely eliminates low-frequency oscillations in the neutral-point voltage. However, it does not provide natural voltage balancing; therefore, a compensation loop is required. The proposed control generates a feedback compensation signal that correctly modifies the three-phase modulation signals. To verify the performance, Matlab simulation is used and a laboratory prototype is constructed based on a TMS320F28335 digital signal processor (DSP). Keywords: Neutral point diode clamped converter, offset, modulation index, THD, Three levels. 1. GIỚI THIỆU Ngày nay, các thiết bị điện tử công suất được Biến tần đa bậc là thiết bị biến đổi điện ứng dụng rất nhiều trong công nghiệp. Trong năng có vai trò ngày càng quan trọng trong đó bộ nghịch lưu áp được sử dụng rộng rãi các lĩnh vực ứng dụng khác nhau như phục vụ trong các lĩnh vực truyền động điện động cơ 1
2. không đồng bộ vì luôn đòi hỏi với độ chính Nếu gọi Sx,i và Sx,i’là khóa công suất thứ i xác cao, tăng độ tin cậy, giảm khả năng tiêu ở nhánh trên và nhánh dưới của pha x. thụ điện năng, giảm thiểu chi phí bảo dưỡng X= (a, b, c) và i= (1, 2). và tăng khả năng điều khiển tinh vi. Bộ Trạng thái kích các khóa công suất nhánh nghịch lưu được dùng trong các bộ phận của trên (KSx,i) và nhánh dưới (KSx,i’) cùng chỉ số bộ biến tần, thiết bị lò cảm ứng trung tần, thiết luôn đối nghịch nhau; bị hàn trung tần, bộ dự trữ năng lượng. Ngoài Nghĩa là KSxi + KSxi’ = 1 (1) ra, bộ nghịch lưu còn được ứng dụng vào lĩnh Gọi TSx,i là trạng thái của khóa công suất vực bù nhuyễn công suất phản kháng lưới thứ i pha x (Sx,i). TSx,i = 0 tức khóa mở, ngược điện lại TSx,i = 1 là khóa đóng. Như vậy, trạng thái Ưu điểm của bộ nghịch lưu áp đa bậc là ra một pha sẽ phụ thuộc trang thái các khóa công suất của bộ nghịch lưu tăng lên, điện áp công suất. đặt lên các linh kiện giảm xuống nên công Nếu gọi TSx là trạng thái các khóa công suất tổn hao do quá trình đóng ngắt của linh suất nhánh x thì TSx được định nghĩa: kiện cũng giảm theo, với cùng tần số đóng TSx= TSx,1 + TSx,2 -1 (2) ngắt, các thành phần sóng hài bậc cao của Do đó, thành phần điện áp pha tâm nguồn điện áp ra giảm nhỏ hơn so với bộ nghịch lưu DC Uxg được xác định dựa vào (3) như sau: áp hai bậc. Ngược lại, bộ nghịch lưu đa bậc Uxg = udc.TSx/2 (3) có nhiều hạn chế như: số lượng khoá bán dẫn Và điện áp pha tâm nguồn của 3 pha lớn, điều này làm cho hệ thống trở nên phức được xác định (4) tạp và đắt tiền [1]. U T ag u Sa dc CẤU TRÚC NGHỊCH LƯU 3 BẬC U bg TSb (4) 2 U T NPC cg Sc Mỗi pha nghịch lưu 3 pha 3 bậc được cấu Và có thể tính được điện áp pha tải và tạo từ 4 khóa chuyển mạch IGBT chia thành 2 điện áp dây (5) và (6) nhánh trên và dưới như hình 1 UUan 211 ag 1 UUbn 12 1 bg (5) 3 UU 112 cn cg U ab 1 1 0 U an U 0 1 1 U bc bn (6) U ca 1 0 1 U cn Do đó, thành phần Uxg chứa hài bậc 3 còn hai thành phần điện áp pha Uxn và điện áp dây Uxy sẽ không có hài này [3]. Chính vì vậy có thể thấy rằng nếu hàm offset trong giải thuật Hình 1: Cấu trúc của nghịch lưu NPC ba bậc nghịch lưu đề xuất là hài bậc 3 thì sẽ không 2
3. làm ảnh hưởng đến biên độ thành phần điện ' vvaapan v áp hài bậc 3 trên tải. Bên cạnh đó cũng có thể ' vvbbpbn v (10) thấy rằng điện áp pha – tâm nguồn Uxg sẽ có 3 ' vvccpcn v mức với 1 mức dương, 1 mức âm và giá trị zero [4-8]. Với vxp ≥ 0 và vxn ≤ 0, x là các pha a, b, 2. GIẢI THUẬT ĐIỀU KHIỂN CÂN c. Tín hiệu có ký hiệu “p” sẽ so sánh với sóng p BẰNG TỤ mang trên, vcarrier [0,1] , và tín hiệu có ký Phương pháp cân bằng áp tụ được trình hiệu “n” sẽ so sánh với sóng mang dưới, bày sau là phương pháp được cải tiến từ kỹ n vcarrier [ 1,0] . Có thể thấy được, dòng qua thuật điều chế SPWM. Trong phương pháp một pha đi qua điểm NP khi xảy ra một trong SPWM, mỗi pha được điều khiển bởi một tín hai điều kiện sau ( hình 2) [2]: hiệu điều chế, và một tín hiệu offset được pn VVxp carrier& VV xn carrier cộng vào tín hiệu điều chế ban đầu để điều (11) VV pn& VV khiển iNP. Kỹ thuật được cung cấp dưới đây xp carrier xn carrier dựa trên việc sử dụng hai tín hiệu điều chế vxp p p vcarrier vcarrier cho mỗi pha của bộ nghịch lưu. Với tín hiệu vxp điều chế ban đầu [2]: n vxn n vcarrier vcarrier vma *sin( t ) vxn vm *sin t 2 /3 (7) d d d d b x0 x0 x0 x0 2 2 2 2 vmc *sin  t 2 /3 a) Trường hợp b) Trường hợp ' vvvaa 0 p n p n ' vxp vcarrier &vxn vcarrier vxp vcarrier&vxn vcarrier vvvbb 0 (8) ' Hình 2: Mối quan hệ giữa áp điều khiển vvvcc 0 và sóng mang với dòng qua điểm NP Với: Hai khóa bán dẫn giữa (Sx2, Sx3) của max(,,)min(,,)vvv vvv v abc abc (9) bộ nghịch lưu sẽ ở trạng thái “ON” khi biến 0 2 điều khiển áp nghịch lưu bằng áp tại điểm NP Các tín hiệu điều chế ban đầu được cải (0) tương ứng, s , được tích cực. Nói cách biến để tạo ra hai phần sao cho điện áp điều x0 khác thì s =1 thì áp pha a nối đến điểm NP. khiển vẫn còn trong vùng hoạt động tuyến a0 Tương tự cho s và s . Như vậy, dòng qua tính. Hai tín hiệu điều chế cải biến cho mỗi b0 c0 điểm NP là: pha sẽ được tạo ra có mối liên quan như ở công thức (10). isisisi00 aabbcc 0 0 (12) Để tạo ra cân bằng áp tụ, thì giá trị trung bình của dòng i0 trong một chu kỳ sóng mang bằng không. Do đó cần phải điều khiển hoạt 3
4. động của mạch bằng việc điều khiển dòng vvvvx min(abc , , ) vxp trung bình i thay cho việc điều khiển dòng 2 NP (20) vvvv max( , , ) tức thời: v x abc xn 2 t tTs it() i ( ).( d ) (13) Hình 3 mô tả mối liên quan giữa các T s t điện áp điều khiển cải biến của pha a với điện Với Ts là chu kỳ lấy mẫu hay còn gọi áp điều chế sin ban đầu. Biên độ của tín hiệu là chu kỳ chuyển mạch, và thời gian các khóa điều chế m hay còn gọi là chỉ số điều chế biên. của pha x ở trạng thái ON trong một chu kỳ Giá trị cực đại của chỉ số điều chế biên trong TS là dx0. Áp dụng điều này vào (14), ta có vùng tuyến tính được tính như sau: được: 2 mmax 1.1547 (21) idididi0 abc000abc (14) 3 Với dx0 sx0 , x là các pha a, b, c. Vì tần số của sóng mang lớn hơn nhiều tần số của tín hiệu điều chế, nên duty cycle có thể được tính bằng: iv0 an1 vi ap a (15) Hình 3: Dạng sóng điện áp điều khiển vvivvi11bc bn bp cn cp của 3 pha và dạng sóng điện áp điều khiển cải Từ (14) và (15) ta có được: biến của pha a. Tín hiệu điều chế cải biến cho pha b iv0 an1 vi ap a (16) và c tương tự như pha a nhưng lần lượt bị vvivvi11bc bn bp cn cp dịch pha. Chú ý là tín hiệu điều chế cải biến Nếu đặt: cũng nằm trong khoảng [-1,1], khi đó bộ biến vv an v ap v bn v bp v cn v cp (17) tần sẽ hoạt động dưới chế độ điều chế tuyến tính. Dòng NP trung bình là: Dựa vào hình vẽ dạng sóng của vap và iviii0 1(abc ) (18) van ta thấy trong các khoảng góc pha [π/3, Xác định v theo công thức 19 [4]: 2π/3] và [4π/3, 5π/3] thì không có tín hiệu nào max(vvv , , ) min( vvv , , ) bằng 0. Do đó, tín hiệu điều chế cải biến của v abc abc (19) 2 pha a có thể dịch lên hoặc xuống trong hai Từ đây ta tìm được các tín hiệu điều đoạn này mà không làm tăng tần số chuyển chế: mạch của linh kiện. Ta cũng làm tương tự cho pha b và pha c. Mặc dù, phương pháp này giữ được tần số chuyển mạch của linh kiện khi 4
5. tiến hành bù điện áp tụ, nhưng nó ít ý nghĩa vì dựng chương trình mô phỏng để thử nghiệm sự xuất hiện của các dao động điện áp quanh với các thông số như sau: điểm cân bằng. Sự xuất hiện này là do chỉ các - Điện áp DC nguồn vào Vdc= 200V tín hiệu điều chế cải biến kết hợp với nhau - Tần số sóng mang fw= 5KHz cho một pha được dịch chuyển mọi lúc. Để - Tần số ngõ ra f0= 50Hz khắc phục sự dao động, ta cần chú ý đến - Điện áp ban đầu trên tụ là Vc1= 10V, chiều của các dòng ngõ ra. Hàm điện áp offset Vc2= 190V cho Vxp là: - Điện dung C1=C2= 220uF - Chỉ số điều chế m= 0.8 vkvsignvixoff_ p c.(.) c x (22) - Tải trở R= 50Ω, Tải cảm L= 0.05mH .(sign vxp v xn 1) Tác giả đề xuất sử dụng Card DSP Giá trị tuyệt đối của độ lệch áp giữa hai F28335 để liên kết giữa chương trình mô tụ nhân với hệ số k . Dấu của ∆V *i được p C x phỏng và mô hình thực và kiểm chứng sự xem là dấu của bộ bù. Tuy nhiên, dấu của tương đồng của cơ sở lý thuyết và tính ứng hàm offset cũng có phụ thuộc vào dấu của dụng. DSP F28335 có thể được lập trình trên biểu thức (v -v -1), điều này phù hợp hai xp xn ngôn ngữ CCS tuy nhiên chúng ta cũng có thể trường hợp có thể xảy ra được trình bày trong lập trình trên ngôn ngữ Matlab bằng cách cài hình 2 các driver tương ứng. Trong bài báo này các dấu của biểu thức (v -v -1) bằng -1 vì xp xn module điều khiển vào ra đa năng GPIO sẽ (v -v -1) luôn luôn nhỏ hơn không với mọi xp xn được sử dụng để tạo ra 12 xung kích kích cho giá trị của góc pha với áp điều khiển ba pha các IGBT trên mạch động lực. Với các ứng trình bày trong công thức (7). Nên công thức dụng khác chúng ta hoàn toàn có thể sử dụng rút gọn của tín hiệu offset là: các module khác của vi mạch DSP F28335 vkvsignvixoff_ p c.(.) c x (23) như module ADC, module PWM và áp dụng Lưu đồ giải thuật các phân tích trong [10] để thực hiện điều Đo áp Khối tạo offset Bộ giới hạn khiển Vc1, Vc2 offset vmax Đo dòng Vx_off=Kp.|ΔVc| Giới hạn áp điều khiển Bộ tạo xung kích ia,ib,ic .sign(ΔVc.ix) vmin 1 , v xp So sánh áp 0 điều khiển Mạch nghịch của ba pha lưu NPC ba với hai tín v ,v ,v vxp a b c vx min(va,vb,vc) hiệu sóng pha, ba bậc vxp 2 vxn mang v ,v ,v a b c vx max(va,vb,vc ) vxn 2 Hình 4: Lưu đồ giải thuật tạo điện áp offset Hình 5: Nhúng chương trình mô phỏng vào mô Từ cơ sở lý thuyết như trên Tác giả xây hình thực nghiệm sử dụng Card DSP F28335 5
6. ¸p t¶i pha A 3. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC 300 200 NGHIỆM 100 1. Mô phỏng THD dạng sóng điện áp và dòng 0 Biªn ®é[V] -100 điện nghịch lưu 3 pha 3 bậc tải RL. -200 -300 2. Thực nghiệm THD dạng sóng điện áp và 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Thêi gian [s] dòng điện nghịch lưu 3 pha 3 bậc tải RL, sử Hình 10 Áp tải pha a khi áp tụ cân bằng dụng máy đo Tektronic 2014C. ¸p nghÞch l−u pha A 450 400 350 300 250 200 150 Biªn ®é [V] 100 50 0 -50 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 Time [s] Hình 6 Áp nghịch lưu khi áp tụ không cân bằng ¸p nghÞch l−u pha A 450 400 Hình 11 Áp tải pha a khi áp tụ cân bằng trên 350 300 250 thực nghiệm 200 150 Dßng t¶i 3 pha Biªn ®é [V] 100 8 Pha B 50 Pha A Pha C 6 0 -50 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 4 Time [s] 2 Hình 7 Áp nghịch lưu khi áp tụ cân bằng 0 Biªn ®é [A] -2 -4 -6 -8 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Thêi gian [s] Hình 12: Dạng sóng dòng tải 3 pha trên mô phỏng Hình 8 Áp nghịch lưu khi áp tụ cân bằng trên mô hình thực nghiệm ¸p t¶i pha A 300 200 100 Hình 13: Dạng sóng dòng tải 3 pha trên thực 0 Biªn ®é [V] nghiệm -100 -200 -300 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Thêi gian [s] Hình 9 Áp tải pha a khi áp tụ không cân bằng 6
7. Hình 16: Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ cân bằng trong thực ngiệm [V] ụ n áp trên t n áp trên ệ i Đ Hình 17: Điện áp trên tụ khi tụ cân bằng trong mô phỏng Hình 14: Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ Vc1 chưa cân bằng trên mô phỏng Vc2 Hình 18: Điện áp trên tụ khi tụ cân bằng trong thực ngiệm 4. KẾT LUẬN Từ kết quả hình (6~16) cho thấy hệ số méo hài tổng THD của dòng điện tải của nghịch lưu 3 pha 3 bậc chưa cân bằng là: 6.07 còn của nghịch lưu 3 pha 3 bậc đã cân bằng và trên mô phỏng và thực nghiệm là: 3.28 và Hình 15: Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ cân 3.5, theo thông số vừa nêu kết quả cân bằng bằng trên mô phỏng điện áp trên tụ đã giảm xuống 57.66% so với chưa cân bằng điện áp trên tụ, hình 17~18 đáp ứng thời gian tụ cân bằng 0.01s của mô phỏng và mô hình thực. Điện áp pha tải và dòng điện tải đều có hệ số méo hài tổng (THD%) lần lượt là 3,5 nhỏ hơn giá trị yêu cầu theo tiêu chuẩn Việt Nam hiện nay (TCVN-7909 2.2-2008) đồng thời cũng đáp ứng tiêu chuẩn về nhiễu điện từ theo tiêu chuẩn quốc tế EN6100-2-2 (theo hình 16). Mặt khác Tác 7
8. giả đã ứng dụng Card DSP F28335 để nhúng multilevel carrier-based PWM control chương trình mô phỏng vào mô hình thực để method for GTO inverter in low index kiểm chứng kết quả. Các kết quả thực nghiệm modulation region.: IEEE Trans. Ind. cho thấy việc sử dụng phần mềm Matlab với Appl., vol.42, no.1, pp. 121–127, Jan/Feb các driver điều khiển cho card DSP F28355 2006. có thể thực hiện dễ dàng và giúp rút ngắn thời [6] Jordi Zaragoza, Josep Pou., Salvador gian lập trình. Ceballos., Eider Robles., Carles Jaen., TÀI LIỆU THAM KHẢO Montse Corbalan., Voltage Balance [1] Phan Quốc Dũng, Tô Hữu Phúc, Gáo Compensator for a Carrier Based trình Truyền động điện.: NXB Đại học Modulation in the Neutral-Piont- Clamped Quốc gia TP.HCM, 2003. Converter.: IEEE transactions on [2] Vo Xuan Nam, Le Van Manh Giau., industrial electronics, vol. 56, NO.2, Nguyen Van Nho., Tran Thanh Trang., February 2009. Neutral Point Voltage Balancing Method [7] Sergio Busquets-Monge, Salvador and the Influence of Some Parameters on Alepuz., Josep Bordonau., Juan Capacitor Voltage in Three-Level NPC Peracaula., Voltage Balancing Control of Converter.: Springer Berlin Heidelberg, Diode-Clamped Multilevel Converters vol. 282, pp. 159-167, 2014. with Passive Front-Ends.: IEEE, April 13 [3] C. A. dos Santos and F. L. M. Antunes, 2009. “Losses Comparison Among Carrier- [8] Nikola Celanovic, A Comprehensive Study Based PWM Modulation Strategies in of Neutral-Point Voltage Balancing Three - Level Neutral - Point - Clamped Problem in Three-Level Neutral-Point- Inverter”, International Conference on Clamped Voltage Source PWM Inverters.: Renewable Energies and Power Quality, Member, IEEE, Pages. 535 - 541, vol.1, Spain April-2011. 1999. [4] Lazhar Ben-Brahim, A Discontinuous PWM Method for Balancing the Neutral Point Voltage in Three-Level Inverter- Fed Variable Frequency Drives.: IEEE transactions on energy conversion, VOL. 23, NO. 4, DECEMBER 2008. [5] L. Ben-Brahim and S. Tadakuma, A novel 8
9. Hình 11: Mô hình thực nghiệm 3 pha 3 bậc NPC Thông tin liên hệ tác giả chính (người chịu trách nhiệm bài viết): Họ tên: Đỗ Đức Trí Đơn vị: Phòng thí nghiệm điện tử công suất D405, đại học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp.HCM Điện thoại: 0903.666.073 Email: tridd@hcmute.edu.vn 9
10. BÀI BÁO KHOA HỌC THỰC HIỆN CÔNG BỐ THEO QUY CHẾ ĐÀO TẠO THẠC SỸ Bài báo khoa học của học viên có xác nhận và đề xuất cho đăng của Giảng viên hướng dẫn B n ti ng Vi t ©, T NG I H C S PH M K THU T TP. H CHÍ MINH và TÁC GI Bản quếy n táệc ph mRƯ ãỜ cĐ bẠ o hỌ b Ưi Lu tẠ xu t Ỹb n vàẬ Lu t S hỒ u trí tu Vi t Nam. NgẢhiêm c m m i hình th c xu t b n, sao ch p, phát tán n i dung khi c a có s ng ý c a tác gi và ả ng ề i h ẩ pđh đưm ợK thuả tộ TP.ở H ậChí Mấinh.ả ậ ở ữ ệ ệ ấ ọ ứ ấ ả ụ ộ hư ự đồ ủ ả Trườ Đạ ọCcÓ Sư BÀI BạÁO KHỹ OA ậH C T ồT, C N CHUNG TAY B O V TÁC QUY N! ĐỂ Ọ Ố Ầ Ả Ệ Ề Th c hi n theo MTCL & KHTHMTCL h c 2017-2018 c a T vi n ng i h c S ph m K thu t Tp. H Chí Minh. ự ệ Năm ọ ủ hư ệ Trườ Đạ ọ ư ạ ỹ ậ ồ